电子及基础应用 5

第6章软开关技术及应用6.1概述现代电力电子装置的发展趋势是小型化、轻量化，同时对装置的效率和电磁兼容性也提出了更高的要求。通常，变压器、功率电感及滤波器在装置的体积和重量中占有很大比例，从“电路”和“电磁学”的有关知识可以知道，提高开关频率可以减小滤波器的参数，并使变压器和电感小型化，从而有效降低装置的体积和重量，因此装置小型化、轻量化最直接的途径是电路工作的高频化。但在提高开关频率的同时，开关损耗也随之增加，电路效率严重下降，电磁干扰也随之增大了，所以简单地提高开关频率是不行的。针对这些问题出现了软开关技术，它主要解决电路中开关损耗和开关噪声的问题，使开关频率可以大幅度提高，几个环节之间的关系如图所示。6.2软开关的基本概念6.2.1硬开关与软开关

器件开关过程中电压和电流均不为零而出现重叠区域，因此造成开关过程中的开关损耗，而且电压和电流变化的速度很快，波形出现明显的过冲，从而产生了开关噪声，这样的开关过程称为硬开关。

6.2.2零电压开关与零电流开关

如果使开关开通前电压先降到零，则开关开通时就不会产生损耗和噪声，这种开通方式称为零电压开通（简称零电压开关，ZVS）；使开关关断前其电流为零，则开关关断时也不会产生损耗和噪声，这种关断方式称为零电流关断（简称零电流开关，ZCS）。

如果使开关开通前电压先降到零，关断前电流先降到零，就可以消除开关过程中电压和电流的重叠，从而消除开关损耗。实现这个过程最常见的方法是在开关过程前后引入谐振，而谐振的引入同时限制了开关过程中电压和电流的变化率，使得开关噪声也显著减小，大大提高了电力电子装置的电磁兼容性能，这样的开关过程称为软开关。6.3新型高效率软开关电路拓扑—LLC谐振变换器6.3.1LLC谐振变换电路拓扑结构及增益-频率特性半桥LLC串联谐振变换电路结构

不同于常见的PWM（脉冲宽度调制）控制模式，LLC谐振变换器采用PFM（脉冲频率调制）控制方式。半桥LLC谐振变换器电路结构如图所示，谐振电感Lr与谐振电容Cr串联，组成传统意义上的谐振腔（ResonantTank），谐振频率为LLC谐振变换器的谐振频率如不做特殊说明均指fr，而称fm为LLC串联谐振频率。LLC谐振变换器的增益-频率特性如图（对于半桥LLC电路，直流增益G*dc=2nM=2nUo/Ui）。

半桥结构情况下其直流增益计算公式如下（全桥结构分子为1）n为原副边匝比、Po为输出功率、Ui为输入电压、Uo为输出电压、Qs为品质因数、Re为副边折算到原边的负载阻抗.6.3.2半桥LLC谐振变换器工作过程分析对于LLC工作过程的分析，我们分为Ⅰ区和Ⅱ区两个部分，按照工作频率的不同，Ⅰ区工作于f＞fr频率段，Ⅱ区工作于fm＜f＜fr。为叙述清晰，规定从Q1流向谐振电感的谐振电流方向为谐振电流正方向，谐振电感电流从上到下流动为正，谐振电容与变压器连接端为谐振电容电压正方向，如图所示。半桥LLC谐振变换器主电路1.工作频率范围为fm＜f＜fr模态1（t0～t1）模态2（t1～t2）模态3（t2～t3）模态4（t3～t4）2.工作频率范围为f＞fr模态1（t0～t1）模态2（t1～t2）模态３（t2～t3）6.3.3LLC谐振变换器的特点LLC谐振变换器作为DC/DC变换拓扑，与其它如移相全桥、双管正激、全桥和半桥硬开关相比，在合理的设计条件下具有以下优势和特点：1.可以得到较宽的输出电压范围，并且几乎全负载范围实现ZVS；在开关频率低于谐振频率时，开关管关断电流为励磁电流，可以通过励磁电感量进行控制；另，副边整流二极管电流自然过零，几乎没有反向恢复，这些特点都有利于效率的优化。2.额定输出状态可以设计在谐振频率处，正弦电流波形使开关频率的高次谐波分量很小，并且工作频率低于谐振频率时副边整流二极管几乎没有反向恢复，由此造成的辐射问题大大减轻，有利于EMI的设计。3.副边不用体积较大的差模电感进行滤波，节省了体积和成本。4.开关频率高于谐振频率时，开关管关断电流为谐振电流，而且随着开关频率的升高，有在谐振电流峰值处关断的可能，所以开关管损耗需要关注，尤其是轻载下也要关注其温升。6.3.4LLC谐振变换器的控制LLC谐振变换器常用的控制方式有两种：基于DSP的数字化控制和专用模拟芯片控制。从开发成本和复杂程度方面考虑，数字化控制适合于具有通信和监控等功能的系统电源（如通信电源模块）；常见的专用模拟控制芯片有安森美半导体（ONSemiconductor）的NCP1397、意法半导体（ST）的L6599等。图6-17所示为基于NCP1397控制的LLC半桥谐振变换器电路实例。NCP1397封装及引脚分布图6.4.1工作原理

移相控制ZVS全桥变换器的电路结构如图所示，其中四只开关管VF1～VF4及其反向并联二极管VD1～VD4和并联电容C1～C4组成逆变桥，Lr是谐振电感，它包括了变压器的原边漏感。每个桥臂的两个开关管180°互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。VF1和VF3分别超前于VF4和VF2一个相位，称VF1和VF3组成的桥臂为超前桥臂，VF2和VF4组成的桥臂则为滞后桥臂。在图6-18b中，t0～t2时段所对应的相位差即为移相角δ。移相角δ越小，输出电压越高；反之，移相角δ越大，输出电压越低。6.4移相控制零电压开关全桥变换器6.4.2两个桥臂实现ZVS的差异1.开关管实现ZVS的条件

由上面的分析可知，并联电容用来实现开关管的零电压关断，但要实现零电压开通，必须要在开关管开通之前，将其电荷放到零，因此需要足够的能量来：（1）抽走即将开通的开关管并联电容上的电荷；（2）给同一桥臂关断开关管的并联电容充电；（3）如果考虑变压器的原边绕组电容CTR，还要一部分能量来抽走其上的电荷。也就是说，必须满足下式（i

=

lead，lag）2.超前桥臂实现ZVS

超前桥臂容易实现ZVS。这是因为在超前桥臂开关过程中，输出滤波电感Lf折算到原边与谐振电感Lr串联，此时用来实现ZVS的能量是Lr和Lf中的能量。一般来说，Lf很大，在超前桥臂开关过程中，其电流近似不变，类似于一个恒流源，这个能量很容易满足上式。3.滞后桥臂实现ZVS

滞后桥臂实现ZVS比较困难。这是因为在滞后桥臂开关过程中，变压器副边是短路的，此时整个变换器就被分为两部分：一部分是原边电流逐渐改变流通方向，其流通路径由逆变桥提供；另一部分是输出滤波电感电流iLf由整流桥提供续流回路，不再折射到变压器原边。此时用来实现ZVS的能量只是谐振电感中的能量，为了实现滞后桥臂的ZVS，谐振电感的能量必须满足

由于输出滤波电感Lf不参与滞后桥臂ZVS的实现，而且谐振电感比折算到原边的输出滤波电感要小得多，因此较超前桥臂而言，滞后桥臂实现ZVS就要困难得多。6.4.3副边占空比的丢失

副边占空比的丢失是ZVSPWM移相控制全桥变换器的一个特有现象。所谓副边占空比的丢失，就是说副边的占空比Dsec小于原边的占空比Dp，即：Dsec<Dp，其差值就是副边占空比的丢失Dloss，即

Dloss=Dp-Dsec产生副边占空比丢失的原因是：存在原边电流ip从正向（或负向）变化到负向（或正向）负载电流的时间，即t2～t5和t8～t11时段。在这段时间里，虽然原边桥臂间电压uAB由正电压方波（或负电压方波），但原边不足以提供负载电流，两只副边整流管同时导通，输出滤波电感电流处于续流状态，输出整流后的电压urect为零。这样副边就丢失了t2～t5和t8～t11这部分电压方波，如图中的阴影部分所示。丢失的这部分电压方波时间与1/2开关周期的比值就是副边占空比丢失Dloss，即一般来说，t23很短，可以忽略，而t3时刻的原边电流可近似等于Io/K，那么有由上式可知：（1）Lr越大，Dloss越大；（2）负载电流Io越大，Dloss越大；（3）Uin越低，Dloss越大。Dloss的产生使Dsec减小，为了得到所要求的输出电压，就必须减小变压器原副边的匝比K。而匝比的减小，带来两个问题：（1）原边电流增加，开关管的电流峰值要增加，通态损耗加大；（2）副边整流管的耐压值要增加。

要想在较宽负载范围内实现ZVS，可以增加谐振电感，但这会带来