新型EPWM斩波器式交流稳压电源的原理分析

新型EPW斩波器式交流稳压电遮的原理分析

0引言

随着高新技术的发展，越来越多的高精密负载对输入电源,特别是对交

流输入电源的稳压精度要求越来越高。但是，由于电力供求矛盾的存在，市电

电网电压的波动较大，不能满足高精密负载的要求，需要在市电电网与负载之

间增设一台高稳压精度的宽稳压范围的交流稳压电源。

交流稳压电源形式有很多种，目前应用较多的三相柱式交流稳压器，由

于用的是机械传动和碳刷触点进行调节，因而存在工作寿命短、可靠性差、动

态响应慢等缺点。正在被一种无触点多补偿变压器式交流稳压电源所取代。

“补偿”的概念有补足和抵消两种意思、。所谓多补偿变压器式交流稳压

电源，就是用多个（一般是2〜4个）补偿变压器，将其次级串入主电路中，通

过由双向圆遁或固态继电器组成的“多全桥”变换电路，采用有选择的切换

或通过切换串入补偿变压器的个数进行有级补偿，来达到稳压目的。由于没有

机械传动和碳刷，因而提高「寿命与动态反应速度，使交流稳压电源的整体性

能大大提高。但也存在着一些缺点，诸如只能有级调压，调节精度不高，使用

的补偿变压器及控制开关较多，电路相对复杂等。本文取其优点、避其缺点，

提出了用等脉宽调制（EPWM---equal-pulsewidthmodulation）高频斩波器

进行补偿的交流稳压电源以供参考。它是作者曾经研制和发表过的“PNM斩波

器式交流稳压电源”的一种改进变形电路（参见电源世界2002年第1期及电源

技术应用2002年第3期），比原电路更简单，也更合理一些。

1工作原理

EPWM斩波式交流稳压电源的简化原理电路如图1所示。它是由主电路

和控制电路两部分组成的,主电路是由EPWM桥式斩波器明〜%及其输出变压器

Tr、直流整流电源归〜M“和输出交流滤波矍（、G组成。桥式斩波器通过其输

出变压器Tr的次级串联在市电电源与负载之间，以便对市电电压的波动进行

正、负补偿。桥式斩波器输出电压中的谐波，由滤波器乙G来滤除。桥式斩波

器所需的直流电源，由取自稳压电源输出端的市电电源，通过整流器〜来

供给。这里应该指出的是，EPWM桥式斩波器%〜明并不是工作在逆变器状态，

而是工作在桥式斩波器状态。这是由它的EPWM工作方式、直流电源电压波形和

直流电容&值的大小及其功能来区分的。如图2所示，桥式斩波器的直流电

压，不是通过电容a把整流电压滤波成恒定的平滑直流电压，而是仍然为单相

桥式整流电压的波形。直流电容C不再具有直流滤波功能，而只是为了创造一

个续流通路而设置的。对于感性负载，在一个斩波开关周期内续流的能量是很

小的（由于斩波频率较高），所以4的值也很小，G的充放电速度很快，不会

影响整流电压的上升或下降速度，使e上的电压与不流波的整流电压波形相

同。也就是说，由于电容4的值很小，它只允许续流电流通过,不再具有直流

滤波功能，因此对整流波形小产生影响。这就说明桥式斩波器是工作在EPWM斩

波状态，而不是工作在逆变状态。

图1EPW斩波式交流稳压电源的简化原理电路框图

图2EPWM桥式斩波器主电路

斩波式交流稳压电源的控制电路，是由市电输入电压整流检测电路、比

较电路、EPWM电路和桥式斩波器开关片〜%工作状态的切换和触发电路组成。

在市电电压整流检测电路中，加入对滤波电感。上的电压检测，是为了减小滤

波电感心的电抗对稳压精度的影响。

EPWM斩波器式交流稳压电源工作原理如图1所示。当市电电压波动

时，通过对市电输入电压4及滤波电感。上电压的整流检测电路，得到电压信

曼以」.，将处.与基准参考电压4进行比较，得到误差电压△上当以〃时

（市电电压上波动）得动+△〃，+A4使EPWM调制器中的比较器U不能工

作，只能使比较器5工作，+△〃通过与三角波.在U中进行比较，在十△〃’

大于三角波的部分产生出EPWM脉冲信号，此信号通过“状态切换触发电路”对

桥式斩波器中的开关管％〜V,进行控制，在其输出变压器Tr次级产生负补偿电

压一见，使负载电压〃=△一%=4；当时〈〃时(市电电压卜波动)得到一

卜小一△〃使EPWM调制器中的比较器IL不能工作，只能使比较器U2工作，

AL・通过反相器与三角波〃在U中进行比较，在△〃大于三角波部分产生出

EPWY脉冲信号，此信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中的开关管

%〜匕进行控制，在其输出变压器Tr次级产生正补偿电压+%“使负载电压

。仁八十〃广〃。

对市电电压的正、负补偿，是通过状态切换触发电路，切换桥式斩波器

中开关管％1%的工作顺序来实现的。如果对应于市电的正半周让匕及%导

通，对应于市电的负半周让”及导通，是对市电电压进行正补偿，如图2中

的虚线路径所示。对应于市电正半周让上及V3导通，对应于市电负半周9及％

导通，就是对市电电压进行负补偿，如图2中点划线路径所示。

采用图2所示主电路对市电电压波动进行补偿的关键有两点：一是

EPWM；二是电容&的值要小到不影响整流电压口的变化，即使4小到不再具

有直流滤波功能。

2EPWM调制及正弦斩波电压的生成

图1所示交流稳压电路的EPWM,马正弦斩波电压的生成如图3所示。

其中图3(a)为整流器匕“〜Vw的交流输入电压波形，图3(b)为直流电容&上的

电压波形,图3(c)为EPWM,图3(d)为EPWM产生的桥式斩波器中开关管%〜匕

的触发脉冲波形,图3(e)即为EPWM正弦斩波电压波形，图3(f)为Tr初级补偿

电压波形。

EPWM是由P.D.Parkh,S.R.Paradla于1983年首先提出来的。其原理

是采用用直流形式表示的误差电压△优与三角波电压〃进行比较如图3(c)所

示，在直流误差电压△〃大于三角波电压的部分产生出等脉宽调制脉冲，如图

3(d)所示。用图3(d)的等脉宽调制脉冲去触发桥式斩波器中相应的开关管匕〜

V),就可以在桥式斩波器的两桥臂中点a和b之间产生出EPWM正弦斩波电压波

形，如图3(c)所示。经过滤波器4c滤波后，就可以在变压器Tr初级得到正

弦补偿电压4“如图3(f)所示。a”在Tr次级产生补填电压当对市电电

压进行正补偿时，补偿电乐4，与市电电压相位相同；当对市电电压进行负补偿

时，补偿电压必与市电电压相位相反。图3是针对正补偿情况画出来的，对负

补偿也可以画出相应的波形图。

对于图3(e)所示的EPWM正弦斩波电压波形，为了使此波形具有半波奇

对称，和四分之一波偶对称，以消除其傅里叶级数中的余弦项和正弦项中的偶

次谐波，使载波比的£/公4%即三角波频率£为市电频率f的4整数倍。调

制比后△以北=△0必，为脉冲宽度，-="£为三角波周期、图为三角波

幅值，如图3(e)所示。可知，沪A2/八就是EPWM正弦斩波电压波形的占空

比〃，即俯△〃八二D。

(a)整流输入电压

(b)电容G上电压

(c)EPWM

(d)斩波开关驱动脉冲

(e)EPW正弦斩波波形

(f)补偿电压

图3EPWM斩波器式交流稳压电源的工作波形图

载波三角波的方程式为

u-\______________________________1/=1,2,3,•••(1)

当调制电平为△。时，可求出触发脉冲起始点。和终止点*1的方程

式。

由I____________I二△〃，得到

J纸〃(2)

M二I二△〃,得到

△〃⑶

则脉冲宽度为

AA〃⑷

式中：A=2n//V；

各触发脉冲的起始角和终止角的数值为

o,4Z(l-Z»；。,刀(1+功；*』(3一功；。|=0(3+〃)；

由图3(c)可以看出，EPWM正弦斩波电压波形是镜对称和原点对称，因

此，在它的傅里叶级数中洛不包含余弦项和正弦项中的偶次谐波，只包含正弦

项中的奇次谐波，即

=0〃,sin〃3t

/'(3t)〃为奇数(5)

式中：」f(a1)sin〃3M(aZ)

对于基波，/Flo由于被EPWM斩波的波形是正弦波,即f(3

£)=〃sin3£,所以

当n=kA±l,k=l,2,3,时，对上式求解得

6八±1二1_________________F—l_lsinkDn(7)

当/岸kN±1时，b*kN±1=0。

所以EPWM正弦斩波电压的傅里叶级数表示式为

4户〃in31—\Link/)Tisin(Zr.V±1)3t(8)

考虑到「的变比i：b补偿电压以表示式为

Hsin(»t-\____IsinkDnsin(AA'±1)3t(9)

用4c滤除高次谐波后得到补偿电压为

&<,=zdsin3QZQ(10)

由式(8)中的谐波幅值Dsin初n可以算出，当载波三角波频率

£:10kHz,的200,ZM).1〜0.9时，基波与各次谐波的幅值如表1所列。基波和

各次谐波与调制比亦即占空比〃的关系曲线如图4所示。可知EPWM正弦斩波电

压的谐波频率与载波比川成正比，N越大谐波频率越高，所需的滤波器ZPG的

参数值也越小。所以，根据表1及图4可以计算人及G的值。

表1基波与各次谐波的幅值(£二10kHz,沪200)

谐波占空比〃

分量0.10.20.30.40.50.60.70.80.9

bjlk0.10.20.30.40.50.60.70.80.9

0.09840.18710.25750.30270.31830.30270.25750.18710.0984

%/4

0.09840.18710.25750.30270.31830.30270.25750.18710.0984

00.09350.15140.15140.0935

0.09350.15140.15140.0935

hJU.00.09350.15140.15140.0935

0.09350.15140.15140.0935

心/40.06240.10610.0624

0.08580.10090.03280.03280.10090.0858

0.06240.10610.0624

0.08580.10090.03280.03280.10090.0858

b3Ik0.04680.075700.04680.0757

0.07570.04680.07570.0468

0.04680.075700.04680.0757

0.07570.04680.07570.0468

图4谐波分量与占空比D的关系曲线

3对市电电压波动的补偿与「容量

当市电电压4波动时，将会引起负载电压s的波动。为了保持u稳定

不变，必须用补偿电压以对市电电压的波动进行补偿。当时须进行负补

偿，使〃一4二，仁〃；当以〃时须进行正补偿，使〃+&=〃=〃，所以

〃二〃土〃户〃(11)

正补偿时取正号，负补偿时取负号。

假定补偿变压器Tr的变比为g：1,桥式斩波器的输出电压基波为

4b尸〃&sin31

则〃户口(12)

将式(12)代入式(11)得

上一±口匾(13)

桥式斩波器的基波输出电压

U^DU.(14)

将式(14)代入式(13)得

UL=US±1L(15)

或〃.(一+)□，=〃，4(1-+0)=4

4{=LJ(16)

正补偿时取正号，负补偿时取负号。当占空比比1时，最大正、负补偿

电压由式(12)得

=0(因为此时以尸以(=〃)。

当市电电压的波动范围为±15%时，最大补偿电压

=0.15〃』(17)

由于补偿变压器Tr初次级匝比为

€667(18)

而补偿变压器次级电流，即市电输入电流

人=□(19)

式中：户为市电输入功率。

补偿变压器初级电流，即桥式斩波器输出电流

4=0(20)

即桥式斩波器的斩波开关管的额定电流，只有市电输入电流人的

1/Co因而补偿功率

R产小乙=制口口(21)

当—时,D=0,补偿功率心,汨尸0；当以一产(1一0.15)〃=0.85〃时,

/1,则补偿功率

几，“I________________________I二0.176尸(22)

可以根据凡心来选择补偿变压器Tr的容量。

4单相EPWM斩波器式交流稳压电源

单相EPWM斩波器式交流稳压电源的原理电路如图5所小，此电路只是

为了说明原理而采用的。它由5个部分组成，即主电路，市电电压检测电路，

正、负补偿控制电路，三角波发生器电路和正、负补偿切换触发电路。主电路

的组成与工作原理前面已经作过了介绍，下面仅对其余4个部分作一简单说

明。

4.1市电电压检测电路

市电电压的检测电路，由两个相同的变压器%、一及二极管角〜匕”2,

Q组成。市电电压检测的采样点取法，对稳压精度影响很大。如果采样点取自

输入端，检测市电输入电压，对补偿电压的稳定性是有利的，但不能补偿因变

压器。次级漏抗及滤波电感及电抗引起的电压降，补偿精度差；如果采样点取

自输出端，检测输出负载电压，这样可以对T”次级漏抗及4电抗引起的电压降

进行补偿，但补偿后由于-6:4就不能继续保持北次级补偿电压口。的存在，出

现补偿不稳定现象：如果像多个补偿变压器无触点补偿式交流稳压电源那样，

采样点取自输入端与输出端，对市电输入电压与负载电压同时检测，然后将它

们相加并除以2,即匚二I,当叱0时，如个令T“次级漏抗不与4电抗力之和

不+九二%则民一XIFII,所以IklZL&-□»由此可知这种检测法虽

然可以对因I而造成的电压降进行补偿，也不会出现补偿不稳定现象，但只能

补偿一半的4N,还有一半雇不能进行补偿。比较好的检测法是采样点取自输

入端，检测市电输入电压区及检测X上的电压降Ms,用d-1公作为检测到的

电压。这样，既能保证补偿电压的稳定性，也能使补偿的精度提高。图5所示

的单相稳压电路，就是采用了这种电压检测电路。

串联补偿变压器的次级漏电抗不，一般为。容量的(3-5)%。而。

的容量与市电电压的波动范围有关，当市电电压波动范围为±15%时，%的容

量仅为稳压电源标称容量的17.6%。所以，补偿变压器*折算到负载额定电

压〃.的次级漏抗压降标么值为

价一二(0.03~0.05)X0.176=0.00528-0.0088

%人的值很小，可以认为不义弋0,此时只需对。电抗％引起的电压降

进行补偿就可以了。在图5中，变压器％检测的是市电输入电压区，变压器

佥测的是人上.的电压降，用0及0的次级电压相减后再进行整流，就可以

得到反映£4—4A数值的直流电压限。

4.2对市电电压波动进行正负补偿的控制电路

对市电电压波动进行正、负补偿的控制电路，由图5中比较器U、U,,

比例放大器PL、PI2,及EP1VM比较器&、U,和基准电压给定电路发〜居组

成。它分成上下两个支路，上支路由山、PL、口组成，用于对市电电压的负波

动进行正补偿控制；下支路由曷、Pk、口组成，用于对市电电压的正波动进行

负补偿控制。与此相应基准电压给定电路也给出了两个基准电压给定值"及

瓦。“对应于市电电压的218V；%；对应于市电电压的222V。当市电电压

218V时上支路工作，卜支路小工作，心与“在口中进行比较，产生出止误

差电压+△〃，+△〃经过PL放大后与三角波乂在口中进行比较，产生出使桥

式斩波器对市电电压进行正补偿的控制。当市电电压石〉222v时下支路工作，

上支路不工作，心与公在U2中进行比较，产生出正误差电压+A〃，+△〃经

过PL放大后与三角波乂在山中进行比较，产生出使桥式斩波器对市电电压进

行负补偿的控制。基准电乐给定电路给出两个基准电压（"=218V与〃2=222V）

的目的，是为了当市电电压区在218V〜222Y之间时不使稳压电源工作，以避

免市电电压及在（220±2）V区间内稳压电源产生正负补偿振荡，使输出电压

不稳定，这一点在图1中没有表明。这里需要指出的一点是，图5中运放PL

和Pk的放大倍数，与补偿变压器T“的初次级变比邪：1、检测变压器T*TI3

（两个变压器完全相同）的初次级变比上：1、三角波的电压幅值图及市电电

压的幅值a有关。PL及PL的放大倍数

€2XLJ

当北、%、%的变比相同时,侬口丁

图5单相EPWM斩波式稳压电源的原理电路

4.3三角波发生器电路

三角波发生器电路由一个方波电压发生器（5）和一个积分器（U）组

成，如图5中口及口所示，这种电路在UPS中是常用的。三角波频率与方波电

压发生器的频率相同，当方波电压发生器中的电阻后=（）.86凡时,三角波频率

八匚］

4.4状态切换触发旧路

状态切换与触发电路如图5下部电路所示。它是由脉冲变压器T小

%、T%、%及其下面的两个三极管组成的。图中5、八是将市电电压变换成与

其相对应的正、负半周方波电压。也得到与上正半周相对应的方波电压，又得

到与"负半周相对应的方波电压。电路的切换采用