计算机控制技术课程设计-数字双闭环直流调速系统设计.doc

计 算 机 控 制 技 术 课 程 论 文. 题目：数字双闭环直流调速系统设计 16第二章 数字双闭环直流调速系统硬件设计课程设计任务书一、设计要求：1、该调速系统能平滑调速，调速范围，系统在工作范围内能稳定工作。2、系统静差率%。3、实现无偏差调节。4、动态性能指标：转速超调量Sn10%，电流超调量二、时间安排：1、确定题目：12月24日 2、查阅资料：12月25日 3、设计电路：12月26日 4、撰写设计报告：12月27日12月29日 5、修订设计报告：12月30日 数字双闭环直流调速系统设计摘要：本文主要研究了数字双闭环直流调速系统设计，该直流调速系统具有两个反馈转速反馈和电流反馈，转速反馈主要实现对转速的精确控制，使电机具有良好的稳态性能；电流反馈主要实现对电流的控制，减少电机过渡过程的过渡时间，使电机具有良好的动态性能。本系统以80C51系列单片机为控制芯片，控制PWM信号从而实现对直流电机转速和电流进行控制的方法。本系统为了实现转速和电流无静差调节，转速调节器和电流调节器都使用数字PI调节器。关键字：双闭环 单片机 PI调节器 第一章 数字双闭环直流调速系统总体设计双闭环直流调速系统是由单闭环直流调速系统发展而来的，它继承了单闭环直流调速系统的诸多优点，并克服了单闭环直流调速系统的一些缺点。采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差，使系统具有很好的稳态性能，但单闭环调速系统只能对转速进行调节，不能对电流和转矩进行调节，所以无法实现系统动态性能最优化。如果对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起、制动、突加负载动态速降小等等，单闭环系统难以满足要求，所以在一些对系统的动态性能要求较高的场合，要用双闭环直流调速系统。为了实现对电流的控制，可以在系统中引入电流负反馈，再在系统中增加一个电流调节器，让电流环处于转速环之内，作为内环，和转速环实现串极连接。用转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速为了获得良好的动态性能，双闭环调速系统的电流调节器一般都采用PI调节器，转速调节器ASR的输出限幅电压是Unmax，它决定了电流调节器给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压是Uimax，它限制了晶闸管整流器输出电压的最大值。其具体系统结构图和电路原理图分别如下图1和图2所示：TGnASRACRU*n+-UnUiU*i+-UcTAVM+-UdIdUPEL-MTG+图1 转速、电流双闭环直流调速系统结构 图2 双闭环直流调速系统电路原理图 +-+-MTG+-+-RP2nU*nR0R0UcUiTALIdRiCiUd+-R0R0RnCnASRACRLMGTVRP1UnU*iLMMTGUPE单闭环调速系统和双闭环直流调速系统起动时的电流和转速波形分别如图3-a和3-b所示。由图3-a可知单闭环调速系统在启动过程中，电流先增大后减少，由此导致启动时间长，当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速过程必然拖长，动态性能必然变差。由图3-b可知双闭环调速系统在过渡过程中始终保持电流为允许的最大值，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳态后，又让电流立即降低下来，使转速马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。因此双闭环调速系统能在电机最大电流(转矩)受限的条件下,充分地利用电机的过载能力，最大限度地提高生产效率。实际上，由于主电路电感的作用，电流不能突变，图3-b所示的理想波形只能得到近似的逼近，不能完全的实现。但电机的电流惯性远比机械惯性小得多，启动后电机电流很快就能到达最大值，所以对电机电流进行控制对改善系统的动态性能有着重大的意义。nIdnIdlt0Idl a) b) 图3 调速系统启动过程的电流和转速波形第二章 数字双闭环直流调速系统硬件设计2.1主电路设计主电路由整流器、滤波电容、中间直流电路和PWM 逆变器组成，其原理图如图2-1所示。整流器由6个二极管组成，属于不可控整流，整流后的输出电压为定值，作用是把电网提供的交流电整流成直流电；滤波电容的作用是将整流器输出的直流电压滤平；中间直流电路由电阻R2和开关器件Q1组成，作用是保护电路。当系统进入制动状态时，PWM 逆变器向直流侧回馈电能，但由于二极管整流器单向导电性，电能不能被送回电网，因此只能给滤波电容充电，使电容两端电压升高。如果没有中间直流电路，电容电压会无限增加，会威胁到整个电路的。如果有中间直流电路，当PWM控制器检测到电容电压高于规定值时，PWM控制器输出一个高电平，使开关器件Q1导通，使电容通过电阻R2和开关器件Q1这条支路放电，从而使电容两端电压降低。 图2-1 桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图 可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路，如图2-2为桥式可逆PWM变换器。这时电动机M两端电压Uab的极性随开关器件驱动电压极性的变化而变化，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，本设计用的是双极性控制的可逆PWM变换器。双极性控制的桥式可逆PWM变换器有电流一定连续、可使电动机在四象限运行、电动机停止时有微振电流可消除静摩擦死区、低速平稳性好等优点。 图2-2 桥式可逆PWM变换器PWM（脉冲宽度调制）是指在直流电源电压基本不变的情况下通过电子开关的通断，改变施加到电机电枢两端得直流电压脉冲宽度（即所谓的占空比），以调节输入电机电枢的电压平均值的调速方式。虽然加在电机电枢两端的电压是断续的电压脉冲，但由于电机电枢含有电流不可瞬变的大电感，所以电路电流还是连续的。在PWM驱动控制的调整系统中，当按一个固定的频率来接通和断开电子开关，那么电机电枢的电压平均值就为一个固定在。这也就是说，当我们改变电子开关接通和断开的频率，就能改变直流电机电枢上电压的“占空比”来达到改变平均电压大小的目的，从而来控制电动机的转速。PWM可以应用在许多方面，比如：电机调速、温度控制、压力控制等等。在一个开关周期内，当0tton时，Ub1和Ub4为正，晶体管VT1和VT4饱和导通;而Ub2和Ub3为负，VT2和VT3截止。这是，+U5加在电枢AB两端，Uab = Us电枢电流id沿回路1流通。tontT时，Ub1和Ub4变负，VT1和VT4截止；Ub2、Ub3变正，但VT2、VT3 并不能立即导通，因为在电枢电感释放储能的作用下，id沿回路2经VD2、VD3 续流，在VD2、VD3 上的压降使VT2、VT3c-e极承受反压，这时，UAB= -US。UAB在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征。双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为 （1-1）如果定义占空比，电压系数则在双极式可逆变换器中 （1-2）调速时，的可调范围为01相应的。当时，为正，电动机正转；当时，为负，电动机反转；当时，电动机停止。电枢两端的瞬时电压和瞬时电流都不是零，而是交变的。这个交变电流平均值为零，不产生平均转矩，陡然增大电机的损耗。但它的好处是使电机带有高频的微振，起着所谓“动力润滑”的作用，消除正、反向的静摩擦死区。2.3控制电路的设计2.3.1 调节器的设计1、电流调节器的设计：双闭环直流调速系统的动态结构图如图2.3.1-1所示： 图2.3.1-1 双闭环直流调速系统的动态结构图由图2.3.1-1可知，反电动势和电流反馈相互影响，给双闭环直流调速系统动态结构图的分析带来麻烦，需要对其进行简化。因为，在一般情况下，系统的机械惯性都远远大于电流惯性，即速度变化的时间远远大于电流变化时间，而反电动势又正比于速度，则反电动势变化速度远小于电流。所以，反电动势的变化是很缓慢的，对电流环的影响也是很小的。对于电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，因此在设计电流环时可以简化计算略去反电动势E对内环地影响，将电流闭环的动态结构简化为电流环近似结构图，如图2.3.1-2所示： 图2.3.1-2 电流环近似结构图把给定滤波和反馈滤波同时等效地移到环内前向通道上，并将时间常数为Ts和Toi的两个小惯性环节合成一个大惯性环节，该惯性环节的时间常数为：Ti=Ts+Toi，可将电流环近似结构图最终简化成图2.3.1-3。 图2.3.1-3根据设计要求%5%，并保证稳态电流无差，可按典型1型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为：WACR（S）=Ki（is +1）/is 加入电流调节器后电流环的开环传递函数为： 因为TiTl，为了用PI型电流调节器的零点消去控制对象中大的时间常数的极点，以便较正成典型1型系统，所以令ri=Tl。则： 式中根据设计要求%5%和表2.3.1-1，得，得表2.3.1-1 典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系参数关系KT0.250.390.50.691.0阻尼比1.00.80.7070.60.5超调量0%1.5%4.3%9.5%16.3%上升时间6.6T4.7T3.3T2.4T峰值时间8.3T6.2T4.7T3.6T相角稳定裕度截止频率0.243/T0.367/T0.455/T0.596/T0.786/T2、转速调节器的设计按跟随和抗扰性能都能较好的原则,在负载扰动点后已经有了一个积分环节,为了实现转速无静差,还必须在扰动作用点以前设置一个积分环节,因此需要由设计要求，转速调节器必须含有积分环节，故按典型型系统选用设计PI调节器，其传递函数为 根据设计条件：空载启动到额定转速时的转速超调量%10%和表2.3.1-2得h=5。则ASR超前时间常数为 转速开环增益： ASR的比例系数：2.3.2 计算机控制单元1、PWM信号发生电路设计： 多功能波形信号发生模块程序设计，89C51单片机工作在PWM方式下时，可以产生宽度和周期均可编程决定的PWM波形。89C51单片机通过一定连接方式和PWM信号发生电路连接，当它工作在PWM方式下时，具有两个脉冲宽度调制输 出通道。 当89C51单片机工作在PWM方式下时，P1引脚上可以输出分辨率为10bit或51 Obit的PWM波形，此时必须将 R0寄存器中的bit2清0，以设置P1引脚为输出状态。PWM模式的结构框图如图2.3.2-1所示： 图2.3.2-1 PWM模式的结构框图2、A/D 转换电路:ADC0809是带有8位A/D转换器、8路多路开关以及微处理机兼容的控制逻辑的CMOS组件。它是逐次逼近式A/D转换器，可以和单片机直接接口。ADC0809由一个8路模拟开关、一个地址锁存与译码器、一个A/D转换器和一个三态输出锁存器组成。多路开关可选通8个模拟通道，允许8路模拟量分时输入，共用A/D转换器进行转换。三态输出锁器用于锁存A/D转换完的数字量，当OE端为高电平时，才可以从三态输出锁存器取走转换完的数据。单片机控制ADC0809的工作过程是：首先用指令选择0809的一个模拟输入通道，当执行MOVX DPTR，A时，单片机的信号有效，因此产生一个启动信号，给START引脚送入脉冲，开始对已选中的通道进行转换。这就是前面所说的第一个问题：8路模拟通道的选择问题。转换结束后，0809发出转换结束EOC信号，即通过检查EOC引脚的电平即可，高电平时转换结束。此信号供单片机查询，也可以反向后作为向单片机发出的中断请求信号。当在执行MOVX A，DPTR时，单片机发出读控制信号，OE端为高电平，允许输出，把转换完的数字量读到累加器A中。图2-10 A/D转换接口电路 图2.3.2-2 ADC0809与89C51的接口电路3、键盘电路设计：为了节省硬件资源，本系统采用矩阵式键盘，如图2.3.2-3所示:图2.3.2-3 矩阵式键盘矩阵式键盘有行线和列线组成，按键跨接在行线和列线的交叉点上，其特点是占用I/O点数少，软件复杂。按键识别过程：先给P1.0P1.3置1，给P1.4P1.7置0。当无键按下时，行线处于高电平状态；当有一个键按下时，该键所连的行、列线将导通，此时，行线电平的电平就会被列线拉低，这样通过读取行线和列线的电平就能判断哪个键被按下了。本系统采用实时查询扫描方式来查询单片机的按键输入，即在极短的时间间隔内循环反复执行查询扫描程序，这样就可以提高系统的实时性，保证已有按键按下，单片机就可以马上知道。4、转速检测电路设计本系统用测速发电机测量电动机的速度，通过电动机带动测速发电机转动时测速发电机获得与转速成正比的输出电压，再把该电压加在一个可调电阻上，最后通过可调电阻中间抽头和转速调节器相连以实现转速负反馈。具体的转速检测电路如图2.3.2-4所示。因为转速检测电路中的电阻是可变的，所以可以过改变滑动变阻器的电阻值来获得相应大小的反馈信号，即通过改变可变电阻的电阻值来改变转速反馈系数。 图2.3.2-4 转速检测电路 图2.3.2-5 转速给定电路5、转速给定电路设计：转速给定电路主要由通过改变滑动变阻器的电阻值来获得相应大小的给定信号。转速给定电路可以产生幅值可调和极性可变的阶跃给定电压或可平滑调节的给定电压。具体电路如图2.3.2-5所示。第三章 数字双闭环直流调速系统软件设计第三章 数字双闭环直流调速系统软件设计3.1 PWM调速程序 假设在硬件电路已经连接好后，要控制直流电机的转速可以通过在电机驱动电路的使能端输入一PWM波形。改变PWM波的脉宽（占空比）即可改变加在电机两端的有效电压，从而改变电机的转速。注意，此处的PWM波只是相当于电机供电电路开关的作用：高电平对应接通，低电平对应断开。 对于Atmega 16单片机，这里利用T/C1定时器中断来产生PWM波形。在ICC AVR编译环境下，利用tool 菜单中的application builder生成一个简单的PWM波程序。这段程序以PA0作为PWM波的输出端口。利用T/C1定时器比较匹配和溢出产生两次中断来改变PA0的输出电平。具体过程为：计数器TCNT1从初始值开始不断计数，当发生比较匹配时，把PA0置为低电平，计数器继续计数，当发生溢出中断时，计数器回到初始设定值，并把PA0置为高电平。从而在PA0端口获得一稳定持续的PWM波形，在主程序中改变比较值，即可改变波形占空比，而频率不变。PWM调速程序：/* 用1个定时器的话就要用一个变量count1 来控制周期和占空比 #include #define uint unsigned int #define uchar unsigned char uchar PWM_PA0=PA0uint count=0; void port_init(void) PORTA|=(1PA0); DDRA|=(1PA0); void timer0_init(void) SREG=0x80; TIMSK|=(1TOIE0); TCCR0|=(0CS02)|(0CS01)|(1CS00); TCNT0=0x91; void main(void) port_init(); timer0_init(); while(1); 3.2 数字PI调节器的设计在连续控制系统中，PI控制算法可表示为:式3.2-1 -比例系数; -时刻偏差，为测量值和给定值之差;-积分时间常数;在计算机控制系统中使用的是数字PI控制器，所以要把上述连续系统PI控制规律离散化。为了用计算机软件程序实现PI控制规律，但采用周期足够小时，可以用求和代替积分、用向后差分代替微分。令：将上式代入式3.2-1得位置式PI：式3.2-2由式3.2-2得：式3.2-3式3.2-3式3.2-2得增量式PI：式3.2-4式中-第n次输出的地量; -第n次采样后偏差值;-第n-1次采样后偏差值; -积分系数:在位置式算式中，由于采用全量输出，每次输出均与原来位置有关，会使输出产生较大变化。在增量式中，每次只输出控制增量，对系统影响较小，且具有以下优点：由于增量输出，出现误动作时影响小，必要时可以用限幅办法去掉。手动/自动切换时冲击较小。不会产生积分失控，易于获得较好的积分效果。根据式3.2-4写数字PI控制算法的程序：/定义变量float Kp; /PI调节的比例常数 float Ti; /PI调节的积分常数 float Td; /采样周期 float T; /采样周期float Ki;float Kd;float e; /偏差ekfloat e1; /偏差ek-1float ek; /偏差ek float ek1; /偏差ek-1 float ek2; /偏差ek-2float u; /uk float uk; /uk float uk1; /uk-1float rk; /rk float yk; /yk /变量初始化 Kp=4; Ti=0.005; Td=0.001; Ki=KpT/TiKd=KpTd/Tek=0; ek1=0; ek2=0; uk=0; uk1=0; float pid(float rk,float yk) ek=rk-yk; e=ek-ek1; e1=ek1-ek2; u=