毕业设计（论文）-基于单片机的通信电源设计.doc

摘 要通信电源是电信网的能源，其供电质量的好坏直接关系到整个电信网的畅通，本课题首先分析了近年来国内外高频通信开关电源的发展状况，在理论分析和电路实验的基础上，开发出了一种新型的高频通信开关电源（交流配电模块、直流配电模块、4只高频开关整流模块和监控模块置于同一机架内），该电源优化了电路的主要参数，设计了相移脉宽调制零电压开关谐振（PS-ZVS PWM）全桥变换器电路和以集成控制器UC3875芯片为核心的控制电路，实现了功率开关管的零电压开通和近似零电压关断，研制出高效率（达93%）、高稳定度(0.5%）、高可靠性、低电磁干扰的高频开关整流模块。同时文中还提到了以MCS-51单片机电路为核心的的电源监控模块与监控设计思路。保证了整机能够安全可靠工作。1 绪论 1.1 开关电源的发展及国外现状通信电源是整个电信网的重要组成部分，电源设备质量的优劣，决定着整个电信网能否安全稳定运行。通信设备发生故障时，可能会影响部分用户或使接通率下降。而电源发生故障时，将会造成通信全部中断，所以人们一直将电源视为整个通信系统的心脏，受到足够的重视。通信电源分为一次电源和二次电源两大类，一次电源将交流电转换成稳定的直流电接入通信设备，二次电源一般位于通信设备内部，将一次电源的直流电转换成多种电压值的稳定直流电以供通信设备内部各部分使用。自1957 年第一只可控硅(SCR)问世后1,2，可控硅取代了笨重而且效率低下的硒或氧化亚铜整流器件，可控硅整流器就作为通信设备的一次电源使用。在随后的20年内，由于半导体工艺的进步，可控硅的电压、电流额定值及其它特性参数得到了不断提高和改进，满足了通信设备不断发展的需要，因此，直到70年代，发达国家还一直将可控硅整流器作为大多数通信设备的一次电源使用。虽然可控硅整流器工作稳定，能满足通信设备的要求，但其是相控电源，工作于工频，有庞大笨重的电源变压器、电感线圈、滤波电容，噪声大，效率低，功率因数低，稳压精度也较低。因此，自1947年肖克莱发明晶体管3,4，并在随后的几年内对晶体管的质量和性能不断完善提高后，人们就着力研究利用晶体管进行高频变换的方案。1955年美国罗耶（GHRoger）发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换电路的开始5，1957年美国查赛（J. J. Jen Sen）又发明了自激式推挽双变压器变换器电路。在此基础上，1964 年，美国科学家提出了取消工频变压器的串联开关电源的设想，并在NEC杂志上发表了“脉宽调制应用于电源小型化”等文章，为使电源实现体积和重量的大幅下 降提供了一条根本途径。随着大功率硅晶体管的耐压提高和二极管反向恢复时间的缩短等元器件性能的改善，1969年终于做成了25KHz的开关电源。电源界把开关电源的频率提高到 20KHz 以上称为电源技术的“20KHz 革命”。开关电源技术的这一新的发展，在世界上引起了强烈的反响和重视，开关电源的研究成了国际会议的热门话题。经过几年的努力，从开关电源的电路拓扑型式到相配套的元器件等研究都取得了相当大的进展。在电路拓扑型式上开发出了单端贮能式反激 电路、双反激电路、单端正激式电路、双正激电路、推挽电路、半桥电路、全桥电路，以适应不同应用场合、不同功率档次的需要；在元器件方面，功率晶体管和整流二极管的性能也有了较大的提高。1976年美国硅通用公司第一个做出了SG1524的脉宽调制（PWM，Pulse Width Modulation）控制芯片，极大地提高了开关电源的可靠性，并进一步减小了体积。尽管如此，由于功率器件的电压、电流额定值的限制，直到上世纪70年代末开关电源主要用于通信设备的二次电源，而通信设备的一次电源大多数仍采用可控硅整流器（相控电源）。在随后的几年中，大功率晶体管（GTR）和功率场效应管（MOSFET）相继被研制出来6，其电压、电流额定值大为提高，工作频率也提高较多，可靠性也显著增加。在电路拓扑、功率器件和控制芯片发展的基础上，80年代初，英国研制出48V成套直流电源5，作为通信设备的一次电源使用，一个机架包括多个整流模块，交、直流配电模块等，这是当时利用高频直流变换技术为主开发的新成果。在1982年国际通信能源会议上，关于这一成果发表的论文受到了普遍重视。这一新技术，在研究开发和应用方面得到了迅速的发展。到80年代中后期，绝缘栅双极晶体管（IGBT）已研制出来并投入了市场，各种通信设备所需的一次电源大多采取PWM集成控制芯片、双极型晶体管、场效应管、绝缘栅双极晶体管；半桥或桥式变换电路；开关频率约为几十KHz，效率约90%左右的高频开关电源。 随着微电子学的发展和元器件生产技术的提高，相继开发出了耐压高 (400-500V)的功率场效应管（VMOS 管）和高电压、大电流的绝缘栅晶体管（IGBT），具有软恢复特性的大功率高频整流管，各种用途的集成脉宽调制控制器和高性能的铁氧体磁芯，高频用的电解电容器，低功耗的聚丙烯电容等。主要元器件技术性能的提高，为高频开关电源向大功率、高效率、高可靠性方向发展奠定了良好基础。考虑到将交流电直接整流滤波后给开关电源供电时，由于PWM 直流直流变换将使交流电网侧功率因数恶化，对交流电网不利。人们经过努力研制了功率因数校正电路（PFC，Power Factor Corrector），该种电路将交流电压经全波整流滤波得到的直流电压进行直流直流变换，并使输入电流平均值自动跟随全波整流直流电流基准，并且保持输出电压稳定，从而实现对PWM直流变换器稳压输出和接近单位输入功率因数。当高频开关整流模块的功率容量较大时，加上功率因数校正电路就避免了对交流电网的影响。为减少开关损耗和提高工作频率，在电路拓扑方面也取得了较大进展5，在90年代设计并研制出准谐振开关变换器（QRC，Quasi Resonant Convertor）和多谐振变换器（MRC，Multi Resonant Convertor），在这方面日本九洲大学原田（耕介）研究室、美国佛吉尼亚理工学院等走在前面，研制出了功率密度为3W/cm3，开关频率从2.5-3.85MHz、效率达80-83%的多谐振变换器。这种变换器的优点是实现了软开关，大大降低了开关损耗，可以吸收电路的寄生参数（不在乎电路寄生参数的存在），而且几乎不产生电磁干扰。缺点是输出同样功率时，比PWM方式的电压、电流值大，对开关器件要求较高，而且工作频率随输入电压和负载变化有一定的变化范围，不便设计输出滤波电路的参数。到90年代初，国外通信一次电源应用最多的是采用PWM控制集成芯片、大功率高压功率场效应管或绝缘栅双极晶体管的开关整流器，德国、英国、法国、澳大利亚、加拿大、日本等国家的开关整流器的开关频率为50-100KHz，功率因数接近1，效率高于90%， 单模块容量最大可达200A/48V。程控机房开关电源设备供电系统外形图如图 1.1 所示。图 1.1 开关电源设备供电系统外形图随着通信用开关电源技术的广泛应用和不断深入，实际工作中人们对开关电源提出了更高的要求，提出了应用技术的高频化、硬件结构的模块化、软件控制的数字化、产品性能的绿色化、新一代电源的技术含量大大提高，使之更加可靠、稳定、高效、小型、安全。在高频化方面，为提高开关频率并克服一般的PWM和准谐振、多谐振变换器的缺点，又开发了相移脉宽调制零电压开关（PS PWM ZVS，Phase Shift Pulse Width Modulation Zero Voltage Switch）（零电流）谐振变换器，这种电路克服了 PWM 方式硬开关造成的较大的开关损耗的缺点，又实现了恒频工作，克服了准谐振和多谐振变换器工作频率变化及电压、电流幅度大的缺点。采用这种工作原理，大大减小了开关管的损耗，不但提高了效率也提高了工作频率，减小了体积，更重要的是降低了变换电路对分布参数的敏感性，拓宽了开关器件的安全工作区，在一定程度上降低了对器件的要求，从而显著提高了开关电源的可靠性。目前，美国、挪威、新西兰、英国、法国等不少国家已经采用VMOS， IGBT研制出工作频率为 1MHz，效率达93，可靠性显著提高的DC-DC变换器用于通信电源。在发达国家中，目前通信电源都实现了集中监控。监控由监控模块（置于电源机架内）的RS232 接口PC计算机和相应的软件完成。监控模块可实时监测电源各部分的电压、电流等参数，PC计算机可定时巡检各台电源的运行参数，并能执行开关和控制，实现了遥测、遥控、遥信、遥调四遥功能，使程控机房实现了无人值守。1.2 国内通信电源的发展及现状建国初期，我国邮电部门的科研技术人员开发了以国产大功率电动发电机组为主的成套设备作为通信电源。在引进原民主德国 FGD系列和前苏联 BCC51系列自动化硒整流器基础上，借鉴国外先进技术，与工厂共同研制成功国产XZL系列自动化硒整流器，并在武汉通信电源厂批量生产，开始用硒整流器装备通信局（站），替换原有的电动发电机组，这标志着我国国产通信电源设备跃到一个新的水平。但后来，我国的通信电源发展相当缓慢。1963年开始研制和采用可控硅（SCR）整流器5，1965年着手研制逆变器和晶体管直流直流（DC/DC）变换器，当时与发达国家相比只落后五六年。通信设备作一次电源使用，并不断得到改进，性能和质量逐步提高外，其它方面进展十分缓慢。一直到80年代才开始生产20KHz DC/DC 变换器，但由于受元器件性能的影响，质量很不稳定，无法作为通信设备的一次电源使用。只是作为通信设备的二次电源使用（二次电源对元器件的耐压及电流要求较低）。直到上世纪90年代初，我国大多数通信设备所用的一次电源仍然是可控硅整流器。这种电源工作于工频50Hz，有庞大的工频变压器、电感线圈、电解电容等，笨重庞大、效率低、噪声大、性能指标低，不易实现集中监控。由于通信事业发展的需要，八十年代后期，邮电部加强了通信电源技术发展的各项工作，制订了“通信基础电源系统设备系列暂行规定”，“通信局（站）电源系统总技术要求”和电源设备行业标准等文件3，多次派代表参加国际电信能源会议，并在八十年代后期才第一批引进了澳大利亚生产的 48V/50A（开关频率为40KHz）和48V/100A（开关频率为20KHz）的高频开关电源，在吸收国外先进技术的基础上，投入较大的力量，开始研制自己的开关电源。邮电部武汉电源厂、通信仪表厂等厂家开发出了自己的以PWM方式工作的开关电源7，并推向电信行业应用，取得了较好的效果。随后邮电部对电源提出了更新换代和实现监控（包括监控）的要求，众多厂家都投入力量研制开发，推出了采用PWM技术的高频开关电源，有些厂家还推出了实现远程监控的解决方案，短短几年后，电信部门所用的一次通信电源几乎都更换成了采用PWM集成控制芯片、大功率晶体管、功率场效应管、绝缘栅双极晶体管的半桥或全桥电路，其开关频率为几十至100KHZ、效率高于90%、功率因数接近1、稳压精度优于0.5%、模块化组合的高频开关电源，电信行业成套电源技术提高到了一个崭新的水平。最近几年来，为了提高开关电源的可靠性，进一步提高转换效率，提高工作频率，减小体积，并降低电磁干扰，在吸收国外最新进展的基础上，开始了准谐振、多谐振开关变换器和相移脉宽调制零电压（零电流）谐振变换器的研究实验工作8。尤其是由于后者具有较多的优点，受到了大家的重视，投入了较多的研究力量，取得了一些进展，提高了效率、可靠性，降低了电磁干扰，并已有少量应用，但总的来说仍处于研究探索阶段。在远程集中监控方面，有些地方已采取乡支局电源监控模块（含单片机） 调制解调器（Modem）电话线调制解调器县电信局PC计算机的方案实现了支局电源的远程集中监控和乡支局机房的无人值守。从整体性能看，我国通信电源设备与国外同类产品相比存在一定的差距。主要差距在工作的可靠性、稳定性和技术性能等方面。因此，组织力量研制开发具有自主知识产权、技术含量高的新一代通信电源，对振兴民族工业，提高产品的质量和市场竞争力，提高开发队伍的研究水平都具有重要意义，同时，也会带来显著经济和社会效益。1.3 研究内容80年代后期，随着我国国民经济的快速发展，通信越来越不能适应经济发展的需要，国家有关部门制订了大力发展通信事业的计划，要求几年内在农村乡镇邮电局（C5 局）逐步建立程控交换机房，在这种情况下，有关专家根据当时的技术基础，研制出HE型程控交换机系列（备用）电源，该电源采用可控硅整流技术，将交、直流屏组合到一个机架内成为组合电源，主要在乡镇邮电局程控机房使用。后根据邮电部对通信电源更新换代的要求，于1997年，HE48型高频开关电源又研制成功，这种电源主要用于乡镇程控交换机房。采用PWM脉宽调制高频开关变换技术，开关频率为50KHz，取消了庞大的工频电源变压器，电感和电容的尺寸也大为减小，交直流屏、整流器和监控部分都实现了模块化，并置于同一机架内（图1.2）。监控模块以单片机为核心，可监控交、直流屏及多个整流模块的工作参数，并可通过其RS232接口实现集中监控。但经过几年的运行发现，整流模块的功率管发热较严重，个别模块出现故障时，发现基本都是功率管击穿烧毁。针对以上情况，本人分析原因后，个人认为应该从以下方面加以改善：将原来整流模块所采用的脉宽调制（PWM）半桥式电路改为相移脉宽调制零电压开关(谐振)全桥变换器。该变换器同时具有PWM方式和准谐振、多谐振开关变换器的优点，只是在开关转换时采用谐振方式，开关转换后仍采用PWM工作方式，既实现了软开关，大大降低了开关损耗，又以恒频方式工作，避免了准谐振、多谐振开关变换器工作频率变化及正弦波电流峰值大的缺点。经运行表明，整流模块的功率开关管发热情况显著改善，整流模块效率提高了3-4%，整机可靠性大为提高，在此基础上研制了新型高频开关电源。图 1.2 开关电源整机框图主要研究内容为：确定 48V/100A 新型高频开关电源的整体方案和各部分的电路方案。整机由4个48V/25A 高频开关整流模块、交流配电模块、直流配电模块、监控模块组成，置于同一机柜内。具有多路直流稳压输出，可分别给程控交换机、光端机等通信设备供电。由于该电源全自动化工作，又具有集中监控功能，可实现机房的无人值守。 研制48V/25A 相移脉宽调制零电压（零电流）（PS PWM ZVS）谐振全桥变换器电路和以集成相移脉宽调制控制器为核心的控制电路。经反复实验优化主要电路参数，使高频开关整流模块稳定可靠工作，转换效率达93%，稳压精度达0.5%。 设计以MCS-51单片机电路为核心的监控模块，实现对交、直流屏，多个高频开关整流模块的监控，并可通过互联网实现县邮电局对各个县镇邮局电源的集中监控，实现遥信、遥测、遥控三遥功能。2 电路原理方案分析和选择程控交换机等通信设备一旦安装开通，就长期连续工作，不能间断，因此要求通信电源应具有高效率、高可靠性，并能长期连续稳定工作。应实现全自动化，无需工作人员直接操作。应具有监控和三遥（遥测、遥信、遥控）功能，可实现计算机管理，以适应现代通信发展的需要。为了减小整机体积和重量，并增加备份，方便扩容，电表单元、交流配电模块、高频开关整流模块、直流配电模块、监控模块等部分置于同一机框内。根据电源容量需要，装入适当块数的高频开关整流模块，随着交换机容量的扩大，还可陆续增加整流模块，以满足通信设备的需要。2.1 高频开关整流模块由于该电源的高频开关整流模块的输出既对通信设备供电也同时给额定电压为48V的蓄电池组充电，因此其最高输出电压可达56.4V（在对蓄电池均充时），额定输出电流为 25A，其输出的最大功率为，属于中等功率，鉴于此，可采用单相交流电对其供电。2.1.1 变换器电路开关电源采用常规的PWM 方式工作9，在开关转换期间，功率器件上会同时承受高电压和大电流，造成转换时功率损耗较大，有时功率器件发热严重，影响可靠性，而且随着工作频率的提高，这种现象更为严重。为了减少开关损耗，提高工作频率并增加可靠性，人们在PWM 硬开关的基础上提出几种软开关电路拓扑，主要有准谐振开关变换器（QRC），多谐振开关变换器（MRC）以及相移脉宽调制零电压（零电流）谐振变换器。准谐振变换器和多谐振变换器优点是工作在谐振状态，实现了软开关，大大降低了开关损耗，而且可以吸收电路的寄生参数（不在乎电路的寄生参数存在），几乎不产生电磁干扰。缺点是输出同样功率时，与PWM方式相比，其正弦波电流峰值较大，对开关器件要求较高，此外其正弦波较高的峰值电流引起的正向导通损耗增大，在一定程度上又抵消了一些降低开关损耗的好处，而且工作频率随输入电压和负载变化有一定的变化范围，不便设计输出滤波电路的参数。相移脉宽调制零电压开关(谐振)变换器仍采用PWM工作方式，只在开关转换时采用谐振方式，这样既克服了PWM方式硬开关造成的较大开关损耗问题，又实现了恒频工作，避免了准谐振和多谐振开关变换器工作频率变化及正弦波电流峰值大的缺点。图2.1 相移脉宽调制零电压开关（谐振）变换器原理框图相移脉宽调制零电压开关(谐振)变换器必须用全桥电路实现，其原理电路如图 2.1 所示10。从电路形式上看，它与常规的PWM全桥变换器电路完全相同。PWM变换器采用两个对角开关器件同时驱动导通，将输入电压交错加到高频变压器的初级，并用改变占空比即导通时间的方法实现调整。而在相移PWM电路中，四个开关管连续工作在约50%（略小于50%）的固定占空比上，然后控制左右两个半桥支路之间的相位关系，通过改变输出脉冲的宽度进行调整，当对角开关管同时导通时才输出功率。当接于电源正端的上部开关管（V1、V3）或接于负端的下部开关管（V2、V4）同时导通时，变压器初级实质上被短路，并被钳位于相应的输入电源母线端。由变压器漏感维持电流，创造了实现谐振转换的条件。因此，相移脉宽调制全桥电路同时具有脉宽调制电路和谐振电路的优点，选用此种电路，不但电路简单，而且容易获得较高的技术性能，也可显著提高开关变换器的可靠性。2.1.2 功率器件和高频变压器 功率器件主要有双极型晶体管（GTR），功率场效应管（MOSFET）和绝缘栅双极型晶体管（IGBT）等11,12。作为开关功率器件，双极型晶体管因出现的早，过去用的较多，价格较低，饱和压降较小，但这种管子的输入是电流驱动，基极驱动功率较大，驱动电路也较复杂，而且这种器件由饱和状态到关断状态时，由于要将过量的少数载流子从基区除去，所以有一个过渡的存储时间（一般常达几个s），只有经过此段存储时间以后，器件才开始关断，集电极上才可以承受电压。因此限制了该种器件的工作频率不可能很高，如果要提高工作频率，就要采用抗饱和电路，则增加了电路的复杂性，而且工作频率提高也很有限，另外，在器件的额定工作范围内会产生二次击穿现象，安全工作区窄，器件并联使用时，均流比较麻烦。场效应管是电压驱动器件，输入阻抗很高，几乎不需要驱动功率，大大减化了驱动电路，有时可由CMOS电路和集成电路直接驱动，该种器件不象双极型晶体管有少数载流子储存在基区电荷中，而是多数载流子器件，它不存在存储效应，没有存储时间，高的开关速度使器件在高频下可有效工作，提高了开关电源的工作频率。这种器件不存在二次击穿现象，它的安全工作区范围宽，由电压、电流的额定值和功率负荷所决定。场效应功率管和双极型功率管安全工作区的比较如图 2.2 所示13，从图中可看出，在额定电压电流相同情况下，场效应管的安全工作区明显较大。由于该种器件的漏源导通电阻 RDS（ON）具有正温度系数，当温度升高时，RDS（ON）增大，当器件并联应用时，有自动均流作用，均流电路可以非常简单。该种器件的缺点是导通压降较大，而且对静电感应敏感，需要适当的静电放电保护措施。绝缘栅双极型晶体管（IGBT）是新出现的一种器件，是由场效应管和双极型晶体管组合而成，其输入电路如同场效应管，输出电路如同双极型晶体管，因此其输入阻抗高、输出阻抗低、饱和压降小，具有双极型晶体管和场效应管所具有的一些优点，而且耐压高，额定电流大，但其开关输出脉冲的后沿有一个1s长的拖尾电流，工作频率不能做的太高，而且价格较贵，通常认为，在中、小功率范围内，采用场效应管是适宜的，其开关频率很高，可以减少整个电源的体积、重量和成本，驱动可以采用简单的脉冲变压器，通过管子并联的方案可解决其容量不足问题，其耐压值较低适合单相输入的情况。绝缘栅晶体管输出容量大、耐压高、饱和压降小，是大功率开关电源的首选器件。综上所述，考虑到属于中小功率范围，采用单相交流电供电，全桥变换电路，对功率器件耐压和额定电流要求较低，并且应尽量使电路简化，工作可靠，尽可能提高工作频率，使体积缩小，重量减轻，我们选择了VMOS场效应管。图2.2 IRF306功率MOSFET和2N6545双极型功率管安全工作区的比较由于功率转换电路工作在较高频率，接在高频变压器后的整流二极管也工作 在较高频率，整流二极管也需用高频大功率管。大功率高频整流二极管工作在高频状态，应使用具有低的正向压降，小的反向电流，低的反向恢复时间和软恢复特性，同时具有足够的耐压，较高的浪涌能力的整流二极管。肖特基二极管的正向压降很低，其它方面的性能也比较好，但其耐压较低（50V），在本电源中无法使用，因此选用具有软恢复特性的快恢复二极管，以减小电源所产生的噪声14。高频变压器是变换器电路的关键部件之一14,15，由于功率器件性能的改善以及软开关技术等的采用使得开关器件损耗大为降低，因此，降低高频变压器的损耗已成为提高开关电源效率的重要因素。硅（硒）钢片磁感应强度虽然很高，但在高频下损耗大不能使用。铁氧体磁性材料电阻率高、高频损耗小，但它的饱和磁感应强度太低，所以使用时，需要较大的磁芯面积，且具有易碎性，制造大型磁芯有一定难度。非晶态合金是近年来发展起来的新材料，其磁感应强度高，电阻率大，对涡流阻力大，矫顽力小，损耗低，但以U型供货的磁芯磁感应强度大大降低，而以环形供货的磁芯绕制线圈比较困难，并且尺寸不够大，要满足较大容量的开关电源需求还有待进一步解决。鉴于以上分析，我们选用E型铁氧体磁芯绕制高频变压器，考虑到工作频率较高，为减小趋肤效应的影响，采用铜箔绕制。2.1.3 控制电路 控制电路的主要功能为： 给全桥变换电路的四个功率开关器件提供固定占空比的驱动脉冲，并控制左右两个半桥支路之间的相位关系，通过改变输出脉冲宽度对输出电压进行调整。 对整流模块电路的检测、保护和告警，主要包括：输出直流电压过压、电流过流的保护及告警，电路过热保护，限流调节、交流电压过压、欠压保护、软启动及模块并联均流等功能。 为监控模块提供电压、电流及控制信号的接口。移相全桥变换电路需要专门控制芯片驱动。美国 Unitrode 公司推出的 UC3875 是专供移相全桥控制方案使用的 PWM 控制芯片16,17，可驱动全桥变换器中的四个开关管。UC3875主要由以下几个部分组成：基准电源、振荡器、锯齿波发生器、误差放大器、软启动、移相控制信号发生电路、过流保护、死区时间设置、输出级。这是一种电压控制型和电流控制型相兼容的芯片，占空比可调范围为0-100%，开关频率可以达 1MHz，输入电压欠压锁定，低的软启动上升电流，四个输出均为2A图腾柱输出，可以直接驱动MOSFET或经过放大驱动大功率MOSFET或IGBT，因此由该芯片构成的电路简单，所需外围器件少。在UC3875的基础上，采用其它集成电路芯片及相关电路进行检测，并实现整流模块输出电压过压，输出电流过流保护及告警，电路过热保护，交流电压过压，欠压保护，限流调节等项功能。高频开关整流模块工作原理框图如图2.3所示。电路输入端接单相交流220V电压，输入滤波电路起低通滤波器作用，滤除市电电源所附带的干扰，并避免功率变换电路产生的电压、电流尖峰进入市电电源。经滤波后的单相电被整流滤波 成直流电供给全桥式功率变换器，变换器在PWM控制电路的控制下将直流电转换成高频交流方波，经高频变压器隔离并传输到次级，高频整流滤波电路将交流方波转换成直流，再经输出滤波电路滤波后输出电压稳定的直流电。控制电路根据检测到的输出电压的高低，调整控制两个半桥支路的相位关系，改变输出脉冲的宽度，从而调整了输出电压，使输出电压稳定。若检测到输出电压出现过压，负载变重出现过流，功率器件出现过热等现象，保护及告警电路立即切断控制脉冲，使电路停止工作，并发出声、光报警信号，从而避免了事故发生，保证了电路的安全。图 2.3 整流模块原理框图2.2交流配电模块在农村乡镇，大部分地方为单相配电。因此该部分一般是接入单相配电，单相交流电给高频开关整流模块供电，以使供电平衡。该部分还将交流电转换成相应的自流信号供监控模块检测。2.3 直流配电模块该部分将4块高频开关整流模块的输出汇合后分成两路，一路直接给蓄电池充电，另一路经电压调整后输出，给程控交换机等通信设备供电（图2.5）。如果市电中断，蓄电池能自动对通信设备供电，若停电时间过长，蓄电池电压降至44V 时，检测控制电路立即将蓄电池的供电电路自动切断，防止蓄电池过放，以保护蓄电池。该部分还应将充电电压、总电流、输出电压、电流转换成相应的直流信号，供监控模块检测。图2.5 直流配电模块原理框图2.4 监控模块监控模块的功能应为： 检测4只高频开关整流模块，交流配电模块以及直流配电模块的电压、电流等参数并显示某些重要参数。 通过对整流模块工作状态的检测，判断其工作状态是否正常，当工作不正常，而整流模块的本身控制保护电路又没有动作时，监控模块可使其自动停止工作，并产生声光报警信号，实现双重保护，以保证电路安全；通过对交流电压的测量，在其电压过高或过低时也使整流模块自动停止工作，当市电电压恢复正常时，又能使整流模块自动开始工作。当市电停电时间较长，蓄电池出现欠压时，可自动切断其供电，防止蓄电池过放，当市电来电，蓄电池电压上升后，又可自动恢复供电。 还应具有本地监控功能。本地监控时通过其RS232串行接口和本地计算机相连实现；当电源的某部分出现故障时，监控模块的面板上会点亮相应的指示灯，并主动将故障情况报告给本地监控计算机，计算机可以巡检并显示电源各部分的电压值、电流值、运行状态和故障内容，也可实现对电源的开机、关机、浮充/均充等工作状态转换和异常情况告警。为完成上述功能，监控模块的电路以单片计算机80C31为核心18，扩展输入、输出I/O接口和A/D转换，液晶显示等外围电路，由于要检测的模拟量多达20多个，因此采用具有多路输入的ADC0809 进行模/数转换19。由于农村乡镇的工作环境恶劣，供电情况也差，为保证可靠工作，在硬件和软件方面都应采取措施， 增强抗干扰能力。监控模块的电路方框图如图2.6所示。 整机系统组成电原理框图如图2.7所示。单相交流电接入交流配电模块，经分配后，给4只高频开关整流模块提供单相交流电，高频开关整流模块将交流电转换成电压稳定的直流电，接入直流配电模块汇总后，给蓄电池充电，并时对程控交换机等通信设备供电。监控模块对整机各部分进行检测，执行控制、保护、告警及显示等项功能。并可通过RS232接口与本地进行通信，实现集中监控。图2.6 监控模块电路方框图图 2.7 整机组成原理框图3 主要电路设计由于采用VMOS场效应功率管，其工作频率可以很高，但随着工作频率的提高，虽然变压器及滤波元器件尺寸将缩小，而磁芯损耗和开关损耗却都会增大。综合考虑所使用的功率开关管的性能、变压器及滤波元件的尺寸大小，磁芯损耗和开关损耗，确定开关频率为50KHz。3.1 高频开关整流模块主电路的设计根据开关电源对高频开关整流模块的技术要求及相应的电路方案选择，高频开关整流模块采用如下的原理电路图（图 3.1）10,20,21：图3.1 高频开关整流模块主电路原理电路图相移脉宽调制零电压开关(谐振)全桥变换器的工作原理如图3.2的电路图和波形图所示。如前所述，虽然在形式上它与常规的PWM全桥变换器电路相同，但开关管的驱动和工作方法是完全不同的。实际上，每个半桥支路上的开关管（左支路 V1、V2，或右支路V3、V4）的驱动波形的占空比略小于50%，存在一定的死区时间（即延迟时间），设置延迟时间既是为了防止桥路直通造成电源短路，也是实施谐振的必要时间。图 3.2（a）中所示的开关管都是由理想的MOSFET管、结电容、本体二极管组成，相移谐振工作是利用开关管内部的结电容和本体二极管来进行工作的。图 3.2 相移PWM全桥电路及其波形（a）电路；（b）波形；（c）右支路开关实现零电压开关的谐振机理在to时刻之前，假定开关管 V1、V4导通，流过变压器初级的电流Ip将功率传递给负载。在to时刻，V4管关断，由于输出电感Lo的反射作用，Ip继续流动，V4管已关断，Ip流入V4管及V3管的结电容，使C4电荷增加，C3上电荷减小，节点B的电压谐振上升，直到t1时刻，V3管的本体二极管 VD3正向偏置，VD3导通并钳位，直到V3导通，这样就实现了V3管的零电压导通。t2时刻为V4管、V3管之间转换，右支路的死区时间的结束，此时电流继续流过V1、 V3，但没有电压加到变压器初级绕组。右支路开关实现零电压转换的谐振机理如图3.2（C）所示。随后，V1管关断，在桥路的左支路死区时间内，节点A的电压谐振下降，直到V2管的本体二极管呈正向偏置，这样V2管也能在零电压下实现无损耗开通，其作用机理与右支路类似。虽然转换机理类似，但二者区别较大，在右支路 V3、V4管转换前，变压器中流动着负载电流，输出滤波电感折合到初级，该电流使节点B的电压迅速升高，而左支路V1、V2管转换时，只有变压器的励磁电流和漏感起作用，因此，左支路比右支路转换需要较长的死区时间。在设计和调整电路时应充分注意这一问题。3.1.1 交流输入滤波器的选型研究交流输入滤波器由CLC型滤波器组成，外罩屏蔽盒，屏蔽盒良好接地，它能将电源内部产生的干扰减弱，使其不对电网产生影响，同时又能抑制电网对电源的干扰。假定高频开关整流模块的效率高于90%，则交流输入功率应为： （3-1）在交流电网降为90%电压时，模块输入的交流电流为：我们选用DL-10K1滤波器，其工作电压为单相交流250V、50-60Hz，电流为10A，其工作电压、电流及其它技术指标均能满足设计要求。3.1.2 二极管整流桥D1-D4的选择考虑到乡镇的交流电电压值变化较大，其上限值取220V(1+20%）=264V，其幅值电压可达2641.414373.3V。由于整流桥中的二极管在承受反向电压时由两只二极管串联承担，因此，选取耐压为400V、电流为20A的整流桥完全可保证安全工作。3.1.3 输入滤波电容C1的选型研究当交流50Hz电源停电或漏掉一个周期波形时，一般希望整流输出电压能维持一般时间后再开始下降，取电源的输出时间td=10ms，整流输出电压从 198V（220V0.9=198V）下降到150V时，输出才开始下降。根据能量守恒定律，在期间输出的能量是由输入滤波电容C1释放的能量供给的22，因此： （3-2）实际采用 4 只 400V/400f 的电解电容作为输入滤波电容。3.1.4 开关功率管 V1-V4的选择 在全桥脉宽调制型变换器中，开关功率管承受的稳态电压为输入直流电压。但由于高频变压器的漏感和换向电感以及集电极电路中引线电感的影响，在开关功率管关断时会产生反峰尖刺，在采用零电压开关和其它措施后，一般可将反峰尖刺限制在稳态值的20%以内。另外，还应考虑交流电网波动+20%的影响，所以开关管承受的电压应为220120%0.9120%=285.1V。考虑到现有器件的情况，在实际应用时，只用到开关管额定电压的90%，这样 （3-3）则考虑到交流整流滤波电感可能造成的电压尖峰，功率管的耐压应留有一定的余地，因此，开关功率管的耐压VDS应不小于400V。设高频开关整流模块的效率90%，则输入功率为：在电网电压波动10%时，输入全桥变换器的直流电压 Vi为：设脉冲占空比最大为= 0.8，则脉冲电流幅度为：考虑到高频变压器次级侧整流二极管反向恢复时间的影响及容性负载引起的开关管开启时产生的电流尖峰，应取12A。 除场效应管的漏源额定电压及额定脉冲电流ID两个主要参数外，还应考虑场效应管应具有较低的导通电阻，较大的安全工作区等。综合考虑后选择国际整流器公司的产品IRFP46023，其耗散功率为 300W，漏源极间耐压 500V，最大脉冲电流19A，完全能够满足实际应用的需要。3.1.5 高频变压器B1的设计已知输出功率选择变压器铁芯时，可根据下列数学公式13,14,23。变压器的基本磁学关系式为： (3-4）式中e为绕组上的瞬时电压（V），N1为该绕组的匝数，Ae为铁芯截面积（cm2）， dB/dt 为磁通密度瞬时变化率（高斯/秒）。根据式（3-4），在 T/2 时间内铁芯磁通密度变化B 为： （3-5）如图3.1所示，在全桥变换器中，在V1和V4导通时，具有一个正值伏秒面积，为正值增量。在下一个半周V2和V3通时，则绕组的极性反向，为负值伏秒面积，为负值增量，与上一半周中的正值增量数值相等，方向相反。在全桥变换器中，当VMOS场效应管达到饱和时，其压降VDSS为2-3V， 故绕组上的电压约为 Vi-2VDSS，因此，由式(3-6）可得： 式中 Bmax为对零值磁通密度轴的磁通密度最大偏差值，因而， (3-6）由式（3-6）可得： （3-7）式中：Ae为铁芯截面积（cm2），T为工作周期，f为工作频率，N1为初级匝数，Bmax为磁通密度振幅值（GS），Vi为电源电压（V）。设AC为给定铁芯的窗口可绕总面积，为全部绕组占用窗口的面积，为绕组占空系数。通常应使SF值尽可能接近1，以使绕组尽可能多的填满窗口。一般占空系数SF值约为0.75。令为初级绕组所占窗口实际的面积，一般初次级各占相同的面积，即=0.5，因而= 0.5 = 0.5SF = 0.50.75 = 0.375设At初级线圈每匝所占的窗口面积（厘米），为初级电流（峰值, 安）,d为初级绕组导线中的电流密度（峰值安/厘米2 ）为，为初级线圈匝数， 那么 （3-8）式（36）和（38）相乘得到： （3-9）式中，为输入初级绕组的功率（W），为工作频率（Hz），为工作磁通密度振幅值（GS），为磁芯截面积（），Ac为磁芯窗口面积（），d为初级线圈的电流密度（/）。设变压器、开关管和整流滤波部分的效率为93%，则 = 输出功率0.93 =56.4250.93=1516W。工作频率为 50KHz，由于频率较高，会引起较大磁损耗，将工作磁通密度振幅值选为较低值1000GS，这样既能降低磁损，也可避免当出现电流尖峰时造成磁芯饱和。考虑到高频率引起的趋肤效应的影响，将 d选为 1/。根据以上设定，由式（3-9）可得： （3-10）国产铁氧体磁芯 E20的=4 ，=6 , Ac=24 ，因此 E20磁芯可以满足要求，但绕制线圈的余地不大。E28磁芯的 Ae=7.3，Ac=8.1，其 AeAc=59.1。由于工作频率较高，趋附效应显著，批量生产时需用铜箔绕制， 绕组占用窗口面积较大，而且电路中的位置也允许，因此选用E28磁芯24。在确定初级线圈匝数时，为避免磁芯饱和，应选输入电压的最大值。根据式（3-10），初级线圈 N1为：匝在确定次级绕组时，应考虑最大占空比和高频整流管压降Vd及滤波电感的压降，并选取Vi的最小值,次级一半绕组输出的脉冲电压幅值应为： （3-11）次级绕组一半的匝数由下式求出匝 （3-12）变压器绕制时，为尽量减小漏感，将初级线圈放置于两个次级线圈的中间， 为简化变压器的绕制工艺，初级和次级线圈均采用厚度为0.1的铜箔绕制，绝缘纸采用厚度为0.05的变压器纸和厚度为0.03的烟盒纸两层衬纸绝缘，可保证安全性。经核算，铜箔的截面积为0.160= 6，电流密度小于2.5A/，铜损较小，高频变压器满足设计要求。3.1.6 滤波电感 Lo 的设计和滤波电容的选型研究为保持负载电流的连续性，应按最小负载电流的大小考虑。假设辅助电源和固定负载所取的电流为0.75A，那么= 0.75A，则滤波电感Lo上电流的变化量为： （3-13）设滤波电感Lo输入端的瞬时电压为，输出端的瞬时电压为UO，那么应取取为90-100H 采用国产E20磁芯24和厚度为0.2铜箔绕制。由于电感上要承受直流偏压，为避免磁芯饱和，在两个E形磁芯之间应加垫纸片，以形成空气隙，纸片厚度通过实验调整确定。滤波电容按照500/A 选择，选取两只100V 4700电容并联使用。为减小输出端杂音，另外并联容量分别为 0.01、3.3、100三只小电容。3.1.7 高频整流二极管的选型研究 全波整流二极管的平均电流为输出电流的一半（12.5A），耐压为变压器次级最大输出电压V2mmax。 （3-14）考虑到电路转换时出现的电压尖峰和电流尖峰，为安全起见，整流管耐压应不低于 500V，电流不少于20A。选取型号为MUR3060PT双管器件，其耐压为600V，电流为30A，反向恢复性能也较好，可以满足使用要求。3.1.8 其它元件的选择 和1能起到提高功率因数的作用，也可减小整流后直流电压的纹波。初步选取电感量为5H，在实验中调整确定，并尽量采用较小的电感量。2为防止变压器因偏磁而造成饱和的隔直电容，由于其上流过两个方向的电流，应使用无正负端的低损耗电容。选取耐压 400V 容量4.7的丙纶电容。 LC为换向电感有助于右支路无损耗转换，同时还能减少整流二极管存储电荷引起的折射到初级的反向峰值电流。LC 初步选定为 10H，在实验中调整确定。整流二极管上并联的缓冲网络中的1、2、3、4通过实验最后确定。R1、R2 初步选定为2W/3.9的金属膜电阻，3、4初步选定为耐压1200V容量为2200pf 的丙伦电容，在实验中调整确定。3.1.9 直流输出滤波器的选择 由于整流器输出为56.4V、25A，选用DL-30F型输出滤波器，其额定电压电流分别为250V、30A，能完全满足使用要求。3.2 高频开关整流模块控制电路的设计由于高频变换器采用相移零电压软开关全桥变换器，控制电路采用移相集成控制器UC3875和其它集成电路组成，控制电路原理简图如图3.3 所示。UC3875内部时序波形及内部原理框图分别如图3.4 和图3.5 所示。图 3.3 高频开关整流模块控制电路原理简图UC3875芯片是控制电路的核心，由基准电源、振荡器、锯齿波发生器、误差放大器、软起动、PWM比较器和触发器、输出级、过流保护、死区时间设置、 频率设置等部分组成。基准电源提供一个精密基准电压源，作为电压给定信号与输出电压比较，在频率设定端 FREFSET与信号地之间接一个电阻和电容可设置输出级的开关频率。振荡器的振荡频率（f = 4/RC）从而也设定了。在锯齿波斜率设置SLOPE 端与电源VIN之间接一电阻，为锯齿波提供一个恒流源，锯齿波引脚 RAMP 与信号地之间接一电容，就决定了锯齿波的斜率，也就决定了锯齿波的波形。输出端OUTA、OUTB、OUTC、OUTD的输出用于驱动全桥变换器的四个开关管。在DLYA/B和DLYC/D端与信号地之间分别并接电阻电容可确定输出信号OUTA、OUTB和OUTC、OUTD的死区时间。死区时间提供了同一支路中一个开关管关断和另一个开关管导通之间的延迟，引入供功率开关发生谐振所需要的时间，对两个死区时间的分别设置可对两个半桥提供各自的延迟来适应谐振电容充电电流的差别。软起动时间由接在 SOFT-START 端与信号地之间的电容大小决定。图3.4 UC3875内部时序波形图图3.5 UC3875 内部电路原理框图5V基准电压从VREF端引出后经电阻分压为2.5V电压接入误差放大器的端作为输出电压给定信号。整流器的输出电压信号经电阻分压和简单滤波后接入误差放大器的端，误差放大器将两信号比较放大后其输出送给PWM比较器，PWM比较器将锯齿波和误差放大器的信号比较后，产生方波信号，经时延电路延时后，驱动输出级，产生四个移相PWM 输出信号OUTA、B、C、D，OUTC、D 分别领先OUTB、A一个移相角，移相角的大小决定于误差放大器的输出与锯齿波的交点。这四个输出信号经隔离变压器后驱动全桥变换器的四个开关功率管，进行高频变换，输出矩形脉冲信号，再经高频整流滤波后，输出直流电压。若输出电压值比设定值高，误差放大器的输出就会变低，因此，和锯齿波的交点就会下降，移相角就减小，全桥变换器输出的矩形脉冲信号宽度就跟着变窄，使输出电压降低。若输出电压值比设定值低，移相角就增大，全桥变换器输出的矩形脉冲宽度就变宽，使输出电压升高，从而实现了稳压。 软起动SOFT-START端与信号地之间接一电容，芯片内有一个9的恒流源对该电容充电，该端的电压线性升高，最后达到4.8V。该端在芯片内与误差放大器的输出端相连，当误差放大器的输出电压低于该端电压值，误差放大器的输出电压被钳位于该端电压值。因此SOFT-START正常工作时，输出级的移相角从0逐渐增加，使全桥变换器的输出脉宽从0开始慢慢增大，直到稳定工作，从而实现了软起动，减小了对功率开关管的开机冲击。功率开关管上散热片上的温度检测信号和单相交流电的检测信号以及输出电压过压信号分别经过热及交流检测电路和过压检测电路与一场效应管栅极相接，其漏极与SOFT-START端相连。当温度、交流电压、输出电压都正常时，过热及交