（通信与信息系统专业论文）tdlte和ltefdd共存的干扰研究.pdf

摘要 l t e 标准能够支持t d d 和f d d 两种双工模式，即t d l t e 和l t e f d d 。未 来几年l t e 将逐渐商用，两个l t e 系统邻频共存的情况很可能出现，因此，研究 t d l t e 和l t e f d d 系统的共存干扰很有实际意义，将来运营商在进行网络规划 时，必须慎重考虑两个系统问的干扰问题，尽量减小共存带来的系统吞吐量损失， 从而更有效地利用频谱资源。 本文主要对t d l t e 和l t e f d d 系统在相邻频段下共存时的干扰进行了研 究。首先，通过对系统内和系统间干扰的分析，推导出了单系统和两系统共存时 s i n r 的计算方法。然后结合3 g p pt r3 6 9 4 2 中的仿真描述，通过m a t l a b 软件 设计并实现了t d l t e 和l t e f d d 系统间干扰仿真。最后，分别从地理位置偏移、 载波频率和功控参数对于两个l t e 系统共存时相对吞吐量损失的影响对仿真结果 进行了分析，并给出了干扰解决建议。 关键词：t d l t el t e f d d 共存干扰a c i r 吞吐量 a b s t r a c t l t es u p p o r t st w om o d e l s t d l i ea n dl t e f d d i t 、埘1 1b ec o m m e r c i a li nt h e n e x tf e wy e a r s t d l r ea n dl t e - f d dw i l lc o e x i s ti na d j a c e n tf r e q u e n c yb a n d s s oi ti s m e a n i n g f u lf o r1 l st or e s e a r c ht h ec o e x i s t e n c ei n t e r f e r e n c e o p e r a t o r sm u s tc o n s i d e r 也 i n t e r f e r e n c eb e t w e e nt h et w os y s t e m si no r d e rt or e d u c et h el o s so fs y s t e mt h r o u g h p u t w h e nt h e yp l a nt h er a d i on e t w o r ki nt h ef u t u r e t h u ss p e c t r u mr e s o u r c e sw i l lb em a d e e f f e c t i v eu s eo t h ep a p e rm a i n l yr e s e a r c h e st h ei n t e r f e r e n c eb e t w e e nt d - l r ea n dm f d d w h i c hc o e x i s ti na d j a c e n tf r e q u e n c yb a n d s f i r s t , b a s e do nt h ea n a l y s i so fi n t r a s y s t e m a n di n t e r - s y s t e mi n t e r f e r e n c e ，t h ep a p e rd e d u c e st h ec a l c u l a t i o nm e t h o do fs l n ri nt h e s i n g l es y s t e ma n dm u l t i - s y s t e mc a s e s e c o n d ，w i t ht h es i m u l a t i o nd e s c r i p t i o no f3 g p p t r3 6 9 4 2 ，t h ep a p e rd e s i g n sa n dc a r r i e so u ti n t e r f e r e n c es i m u l a t i o nb e t w e e nt d - l t e a n dl t e - f d ds y s t e m sb ym a t l a b f i n a l l y ，t h ep a p e ra n a l y s e ss i m u l a t i o nr e s u l t s f r o mt h et h r o u g h p u tl o s sw h i c hi sa f f e c t e db yd i f f i d e n tl o c a t i o no f f s e t so fb a s es t a t i o n s ， d i f f e r e n tc a n - i e rf r e q u e n c ya n dd i f f e r e n tp o w e rc o n t r o lp a r a m e t e r s a n di tp u t sf o r w a r d s u g g e s t i o n st os o l v et h ei n t e r f e r e n c ep r o b l e m k e y w o r d s ：t d l t e l t e f d dc o e x i s t e n c ei n t e r f e r e n c ea c i r t h r o u g h p u t 创新性声明 本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内容以外，论文中不 包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得西安电子科技大学或 其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做 的任何贡献均己在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切相关责任。 本人签名：王尔 关于论文使用授权的说明 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定，即：研究 生在校攻读学位期间论文工作的知识产权单位属西安电子科技大学。本人保证毕 业离校后，发表论文或使用论文工作成果时署名单位仍然为西安电子科技大学。 学校有权保留送交论文的复印件，允许查阅和借阅论文；学校可以公布论文的全 部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它复制手段保存论文。( 保密的论文 在解密后遵守此规定) 本学位论文属于保密，在一年解密后适用本授权书。 本人签名： 导师签名： 王，敦 鼹一 第一章绪论 第一章绪论 1 1 论文的选题背景和意义 伴随g s m 等移动通信网络在过去二十年中的广泛普及，全球语音通信业务获 得了巨大的成功。预计到2 0 0 9 年年底全球移动用户数将达到4 6 亿。同时，用户 的通信习惯也从以往的点到点演进到人与人。个人通信的迅猛发展极大地促进了 个人通信设备的微型化和多样化，结合多媒体消息、在线游戏、视频点播、音乐 下载和移动电视等数据业务的能力，大大满足了个人通信和多媒体业务的需求。 另外，尽量利用网络来提供计算和存储能力，通过低成本的宽带无线传输到终端， 将有利于个人通信娱乐设备的微型化和普及。 g s m 网络演进到g p r s e d g e 和w c d m a h s d p a 网络以提供更多样化的通 信和多媒体业务，降低无线数据网络的运营成本，已成为g s m 移动运营商的必经 之路。但这也仅仅是通往宽带无线技术演进的一个开始。w c d m a h s d p a 与 g p r s e d g e 相比，虽然无线性能得到很大的提高，但是在知识产权的制肘、应对 市场挑战和满足用户需求等领域，还是有很多局限性的。由于c d m a 通信系统形 成的特定历史背景，3 g 所涉及的核心专利被少数公司持有，在知识产权上形成了 一家独大的局面。专利授权费已成为厂家沉重的负担。可以说，3 g 厂商和运营商 在专利问题上处处受到制肘，业界迫切需要改变这种不利局面。 面对高速发展的移动通信市场的巨大诱惑，大量低成本高带宽的无线技术快 速普及，众多非传统移动运营商也纷纷加入了移动通信市场，并引进了新的商业 运营模式。这些新兴力量给传统的移动运营商带来了前所未有的挑战，加快现有 网络演进。满足用户需求，提供新型业务已成为在激烈的竞争中处于不败之地的 唯一选择。 与此同时，用户期望运营商提供任何时间任何地点不低于1 0 m b s ( 甚至更高) 的无线接入速度、小于2 0 m s ( 甚至更低) 的系统传输延迟、在高移动速率环境下 的全网无缝覆盖。另外，也是最重要的一点是，能提供被广大用户负担得起的廉 价终端设备和网络服务费用。这些要求已远远超出了现有网络的能力，寻找突破 性的空中接口技术和网络结构已经势在必行。 与w f f ：i 和w t m a x 等无线接入方案相比，w c d m a j h s d p a 空中接口和网络 结构过于复杂，虽然在支持移动性和q o s 方面有较大优势，但在每比特成本、无 线频谱利用率和传输时延等能力方面明显不足。根据3 g p p 标准组织原先的时间 2 t d l 1 色和l t e f d d 共存的干扰研究 表，4 g 最早要在2 0 1 5 年才能正式商用，在这期间传统电信设备商和运营商将面 临前所未有的挑战。知识产权的制肘、市场的挑战和用户的需求等，共同推动了 3 g p p 组织在4 g 出现之前加速制定新的空中接口和无线接入网络标准。于是，3 g p p 在2 0 0 4 年底启动了长期演进( l t e ，l o n gt e r me v o l u t i o n ) 项目，目的是就是为了 得到更高的数据速率、更低的时延、更高的频谱利用率以及更高的系统容量。自 从启动以来，l t e 项目在无线接1 ：3 的关键技术、无线网络架构等方面取得了突出 进展。l t e 标准能够支持t d d 和f d d 两种双工模式，即t d ，l t e 和l t e f d d 系 统。 未来几年l t e 将逐渐商用，两个l t e 系统邻频共存的情况很可能出现。当 t d - l t e 和l t e f d d 系统邻频共存时，由于发射机和接收机的非完美性，两系统 间将会产生共存干扰。发射机在发射有用信号时会产生带外辐射，带外辐射包括 由于调制引起的邻频辐射和带外杂散辐射。接收机在接收有用信号的同时，落入 信道内的干扰信号可能会引起接收机灵敏度的损失，落入接收带宽内的干扰信号 可能会引起带内阻塞；同时接收机也存在非线性带来的非完美性，带外信号( 发 射机有用信号) 会引起接收机的带外阻塞。由此可见，研究t d l t e 和l t e f d d 系统的共存问题很有实际意义，将来运蕾商在进行网络规划时，必须慎重考虑两 个系统间的干扰问题，尽量减小共存带来的系统吞吐量损失，从而更有效地利用 频谱资源。 1 2 本论文主要研究内容 本文主要研究了两个l t e 系统( t d l t e 和l t e f d d 系统) 在同一地理区域 相邻频段下共存时由系统间干扰引起的系统性能损失，在不同的基站位置偏移、 载波频率和功控参数下，给出了各种场景下的仿真结果，并对其进行分析，最后 给出了减小干扰的一些措施。 本文的主要研究内容安排如下： 第二章主要介绍了l t e 的无线帧结构、时隙结构和物理资源，以及l t e 采用 的几种关键技术。 第三章介绍了干扰的产生原理和邻频干扰的衡量方法，对t d l t e 和l t e f d d 系统间邻频干扰进行了分析，并推导出单系统和两系统共存时s i n r 的计算方法。t 第四章介绍了系统间干扰共存的研究方法，定义了仿真参数，给出了单系统 仿真流程和系统共存仿真流程。 第五章分场景对仿真结果进行了分析，并给出了干扰解决建议。 第六章总结了本文所做的工作和研究成果，指出了研究中的不足和今后研究 的方向 第二章u t 系统概述 2 1 1l t e 无线帧结构 第二章l t e 系统概述 2 1l 1 e 物理层概述 l t e 系统定义了两种无线帧结构( 见图2 1 ) ，分别适用于f d d 和t d d 模式【1 】【2 】。 f d d 中，1 0 m s 的无线帧分为1 0 个l m s 的子帧，一个子帧又分为两个o 5 m s 的时 隙；t d d 中，1 0 m s 的无线帧分为两个5 m s 的半帧，每个半帧包括4 个普通子帧和 3 个特殊区域：下行导频时隙( d w p t s ) 、保护时隙( g p ) 和上行导频时隙( u p p t s ) ， 这3 个特殊区域的总时长为l m s ，各自的时长可配。 l o m s 子帧i ms时隙0 5 m a 一 ol 346 7 g 9 - l 牛。隈麟 寻帧l m，s时隙0 5 m s 一 i d l u l u ld ld l i u l【兄d l i d w p t sg p r z p r r s d w p i $ g pu p p t s t d d 无线帧结构 图2 1l t e 系统两种无线帧结构 2 1 2l t e 时隙结构和物理资源 ( 1 ) 下行链路的时隙结构和物理资源划分【1 】 每个下行时隙t s l o t 传输的信号，用惜譬个子载波和嘶d l 个o f d m 符号组 成的资源肉格来描述。资源网格的结构如图2 2 所示t 嚣数值取决于每个蜂窝下 行传输带宽的配置，故m n d r l 将满足：6 茎器_ 1 1 0 。具体选取器值的原则和方法， 4 t d - l t e 和l t e f d d 共存的干扰研究 请参见参考文献【3 】。 童默( 珏) ，包括 ，生x 竹羹本蟹嘎( 贬) 图2 2 下行链路的资源网格 戊 十 0 f i 搿 符 号 在资源网格中。每一个基本元素被称为基本资源项( r e s o u r c ee l e m e n t ，r e ) 。 一个时间时隙t s l m 里面，基本资源项用( k ，1 ) 来标记，这里k 和1 分别表示频域 和时域的取值。基本资源项( k ，1 ) 表示一个复杂的数值l ，这里，露= 0 a r r b d l 。v ，篮r b 一1 ， ，= o ，州d 恤b l i 。当a k l 不用于物理信道或者物理信号的传输时，a k i 等于0 。 我们用物理资源块( p h y s i c a lr e s o u r c eb l o c k ，p r b ) 和虚拟资源块( v n t u a l r e s o u r c eb l o c k ，v r b ) 两种形式来描述资源块。一个物理资源块在时域定义为m d l 个连续的o f d m 符号，在频域定义为 謦个连续子载波。这里- 7 、，蛐d l 和硭的取值 如表2 1 所示，即一个资源块由m d 岫l ，个基本资源项组成，一个资源块对应时 域的一个时隙t 。衄和频域的18 0 k h z 。 表2 1 下行链路物理资源块参数 配置 n 罂 ，s d v m b l 标准循环前缀f = 1 5 k h z 7 1 2 f = 1 5 k h z6 扩展循环前缀 f = 7 5 k h z2 43 实际上，下行用户的数据以虚拟资源块v r b 的形式发送。虚拟资源块v r b 与物理资源块p r b 的大小是一样的。v r b 可以采用集中或分散的方式映射到p r b 上，集中方式即占用若干相邻的r b ，在这种方式下，系统可以通过频域调度获得 多用户增益；分散方式即占用若干分散的r b ，在这种方式下，系统可以获得频率 分集增益。 ( 2 ) 上行链路的时隙结构和物理资源划分【l 】 上行链路的时隙结构和物理资源划分采用和下行相似的概念，每个上行时隙 传输的信号，用耀。 謦个子载波和个s c f d m a 符号组成的资源网格来描述。 资源网格的结构如图2 3 所示。器数值取决于每个蜂窝上行传输带宽的配置，故 第二章l t e 系统概述 蜡将满足：6 n 恶 m ) 点i f f t 变换，接着进行加循环前缀和并串变换。这里在s c f d m a 信号产生中的d f t 与 o f d m a 信号产生中的d f t 是不同的。在一个s c f d m a 信号中，每一个子载波 承载了所有发送调制符号的信息，这是因为输入数据流被d f t 变换映射到了所有 的可用子载波上。不同的是，在o f d m a 信号中每个子载波只承载了特定调制符 号的信息。子载波映射决定了哪一部分频谱资源被用来传输上行数据，而其他部 分则被插入若干个零值。频谱资源的映射方式有两种方式：一种是集中式映射， 即d f t 的输出映射到连续的子载波上；另一个是分布式映射，即d f t 的输出映射 到离散的子载波上，如图2 7 所示。相对于前者，分布式映射可以获得额外的频率 分集，与此同时，分布式映射的缺点在于其对频率偏移以及高多普勒现象更加敏 感旧。 第二章l t e 系统橛述 f r o md f t =二t o i f f t f r o md r 2 2 3m i m o 技术 图2 7 集中式和分布式子载波映射示意图 m i m o 作为近年来新兴起的一项技术，是现代通信技术的一个重大突破。 m i m o 技术提供了解决无线通信容量瓶颈的可能性，这对将来的无线通信非常重 要。m i m o 系统的基本原理就是发端和收端均采用多个天线对信号进行发射和接 收，这样可以获得空间复用增益或空间分集增益，增大信道容量。 按m i m o 系统的结构不同，可以分为采用空间复用( s m ) 方案的m i m o 系统 和采用空间分集( s d ) 方案的m e m o 系统。此外，还有同时追求分集增益和复 用增益的m i m o 系统设计，但要在分集增益和复用增益间进行折中考虑，分集增 益的提高会导致复用增益降低，反之亦然。 空间复用方案提供了随发射天线数线性增长的数据传输速率，而不需要增加 额外的带宽。在空间复用中，要发送的数据比特流被分为若干较低速率的子比特 流，在各个发射天线上被同时发送。接收机通过信道信息可以区分并分别提取来 自各个发射天线的信号，然后恢复出各个原始的子比特流，合并后就可以得到原 始比特流。采用空间复用方案的m i m o 系统结构如图2 8 所示【_ 7 1 。 图2 8 采用s m 方案的m i m o 系统简单示意图 空间分集方案为m i m o 系统提供空间分集增益，即在一定的数据传输速率 t d - l t e 和l 1 e f d i d 共存的干扰研究 下，可以获得更好的误码率性能。在m i m o 系统的发端和收端均可以利用空间分 集。在收端，各个天线接收到同个信号的各个独立衰落样本，接收机通过对这 些信号进行合并可以使合并信号的衰落明显减小。在发端，为了能获得分集，必 须对发射信号的形式进行适当的设计。空时编码( s t c ) 就是依靠在空间上的编码来 获得分集的一种技术。采用空间分集方案的m i m o 系统结构如图2 9 所示研。 图2 9 采用s d 方案的m i m o 系统简单示意图 在图2 9 中有n 个发送天线和m 个接收天线。信号s ( n ) 经过空时编码形成n 个发射子数据流w k ( n ) ，( k ：1 ，2 ，姗。这n 个子数据流由n 个天线发送出去， 经空间传输后由m 个接收天线接收。m i m o 接收机通过空时解码处理这些子数 据流，对其进行区分和解码，从而实现最佳的信号处理。m l m o 系统正是依靠这 种同时使用空域和时域分集的方法来降低信道误码率，提高无线链路的可靠性。 此外，按网络拓扑结构的不同，m i m o 系统还可以分为集中式m i m o 系统和 分布式m i m o 系统。集中式m i m o 系统与分布式m i m o 系统的主要区别在于收 发两端的天线放置不同。 在集中式m i m o 系统中，其发端或收端各天线单元在地理位置上相距很近， 仅仅只要求天线单元之间的距离大于二分之一波长即可，以便使得各收发天线对 的小尺度衰落不相关而获得相应的分集增益。但是由于集中式m i m o 系统的天线 是集中放置在一处，间距相对大尺度衰落来说还是很小的，以至可以忽略，因此 可认为集中式m i m o 系统信道的时延和大尺度衰落相同。存在阴影衰落时，所有 信道的增益就会很小，即使是采用分集技术，性能提高也十分有限。 另外对于下一代移动通信系统b 3 g 来说，传统蜂窝结构已不再适用。传统蜂 窝系统使用小区分裂的方法来扩容，即通过增加基站数量把现有小区划分为若干 更小的小区。由于频带资源有限，传统蜂窝系统采用频率复用技术，从而产生小 区间干扰。当小区半径缩小时，干扰将随之增强，严重制约了系统容量，同时基 站密度也将急剧加大。若小区半径减为原先的1 2 ，所需基站数将是原来的4 倍， 导致切换频率大大增加，系统复杂度和成本呈指数级上升。目前3 g 系统仍然采 第二章l 1 毫系统概述 用蜂窝结构，能达到2 m b s 的传输速率和较大系统容量，实现无缝覆盖。而b 3 g 的设计速率高达1 0 0 m b s 以上，预计用户数量也比3 g 系统高一个数量级。因此 b 3 g 无线接入网若沿用传统蜂窝结构，很难以合理的比特成本同时满足高速大容 量与高覆盖率的要求。所以，b 3 g 无线接入网必须对蜂窝结构进行改进或采用新 的结构。在这种背景下，传统的集中式m i m o 不再适合这样的网络拓扑结构，因 而提出了结合分布式天线和m i m o 技术的分布式m i m o 系统。 分布式m i m o 系统的发端或收端各天线单元在地理位置上相距较远，因此， 与集中式m i m o 相比，分布式m i m o 的收发天线间的链路更加独立，能达到更高 的系统容量；另一方面，由于基站天线分布于小区的不同地理位置，分布式m l m o 能有效缩短信号的接入距离，降低对发射信号的功率要求，提高小区覆盖率。 一个典型的( m ，n ，l ) 两级分集分布式m i m o 系统如图2 1 0 所示 8 1 ，该系统共 有m 个距离靠近的移动终端天线，n x l 个分布式基站天线，其中n x l 个分布 式基站天线分成n 个距离较远的天线簇，在天线簇之间实现宏分集。每个天线簇 内部有l 个距离较近的天线子单元，可以实现微分集。 l2 髟 b s2 图2 1 0 ( m ，n ，l ) 分布式m i m o 系统 可见，传统的集中式m i m o 系统只是分布式m i m o 系统的( m ，1 ，l ) 特例系统。 第三章t d l t e 和l t e f d d 互干扰分析 1 3 第三章t d l t e 和l t e f d d 互干扰分析 3 1 干扰产生原理 无线电干扰是指在无线电通信过程中发生的，导致有用信号接收质量下降、 损害或阻碍的状态及事实。无线电干扰信号是指通过直接藕合或间接藕合方式进 入接收设备信道或系统的电磁能量，它可以对无线电通信所需接收信号的接收产 生影响，导致性能下降，质量恶化，信息误差或丢失，甚至阻断了通信的进行。 因此，通常说，无用无线电信号引起有用无线电信号接收质量下降或损害的事实， 我们称之为无线电干扰。 无线电干扰分为同频干扰、邻频干扰、互调干扰和阻塞干扰掣9 】。 ( 1 ) 同频干扰：凡是无用信号的载频与有用信号的载频相同，并对接收同频道 有用信号的接收机造成干扰的都称为同频干扰。由于同频干扰信号与有用信号同 样被放大、检波，那么接收机将不能区分有用信号和干扰信号，也就是说接收机 将不能还原有用信号。 ( 2 ) 邻频干扰：干扰台邻频道功率落入接收邻频道接收机通带内造成的干扰， 称为邻频干扰，如图3 1 所示。发射机在邻频道的辐射功率会和有用信号一起进入 接收机，而此时若接收机响应对邻频道发射机的主要辐射衰减不够大，就会导致 邻频干扰。这种干扰会使接收机信噪比下降，灵敏度降低，强干扰信号可使接收 机出现阻塞干扰。 邻频干扰大部分是由于无线电设备的频率稳定度差或者调制度过大，发射机 和接收机的频率选择特性不完美，造成发射频谱过宽，从而干扰相邻频道。发射 机的边带辐射和杂散辐射是造成邻频干扰的主要原因。边带辐射( 又称邻道泄漏) 是由于在调制过程中发射机的非线性，造成在发射机标称信道带宽外的信号发射。 发射机在进行变频处理过程中引起的互调、倍频、寄生辐射等现象并由此造 成的信道标称带宽外的信号发射称为杂散辐射。杂散辐射主要是由于器件的非线 性特性所引起的。可以减小杂散电平而不影响相应的信息传输。杂散发射可以分 为两种：传导型杂散发射和辐射性杂散发射。传导型杂散发射( c o n d u c t e ds p u r i o u s e m i s s i o n ) 是指由天线连接器处和电源引线引起的任何杂散发射；辐射型杂散发射 ( r a d i a t e ds p u r i o u se m i s s i o n ) 贝j j 是指由机柜或设备的结构而引起的任何杂散发射。 在邻频干扰中，杂散干扰是主要的干扰形式。它在工作带宽之外很宽的范围内都 存在。 1 4 t d - l t e 和l 1 毛- f d d 共存的干扰研究 功率谱 密度 发射机的接收机 f 图3 1 邻频干扰示意图 ( 3 ) 互调干扰：所谓互调，是指两个或多个信号在收、发信机的非线性电路 或传播媒质中相互作用产生新的频率分量的过程。互调干扰又分为发射机互调干 扰和接收机互调干扰。发射机互调干扰是多部发射机信号落入另一发射机，并在 此末级功放的非线性作用下相互调制，产生不需要的组合频率，对接收信号频率 与这些组合频率相同的接收机造成的干扰，称为发射机互调干扰。接收机互调干 扰是当多个强信号同时进入接收机时，在接收机前端非线性电路作用下产生互调 频率，互调频率落入接收机中频频带内造成的干扰，称为接收机互调干扰。在 实践中我们发现，较严重的通常是三阶互调干扰。 ( 4 ) 阻塞干扰：接收微弱的有用信号时，受到接收频率两旁、高频回路带内一 强干扰信号的干扰，称为阻塞干扰，如图3 2 所示。阻塞干扰轻则降低接收机灵敏 度，重则通信中断。 阻塞干扰的特性是：它与邻频干扰不同，它并不是落在被干扰系统接收频带 内，而是在接收带宽及邻频带之外的，是远离接收信道的干扰；在远离接收机工 作频带的部分，虽然阻塞与杂散有频率上的重叠，但是阻塞干扰一般指干扰信号 为窄带信号或者某系统的调制信号。 由于t d l t e 和l t e f d d 不会使用相同频段，所以本文不会考虑两者之间的 同频干扰；另外，在系统设计时可以从频率分配上和干扰信号强度上设法破坏构 成互调干扰的条件，只要设计得当，互调干扰可以最大程度上被减弱，因此也不 用考虑互调干扰的影响。在t d l t e 和l t e f d d 共存时，需要重点考虑邻频干扰 尤其是杂散干扰对系统性能的影响。 第三章t d - l t e 和l t e f d d 互干扰分析， 。1 5 功率谱 密度 图3 2 阻塞干扰示意图 3 2 邻频干扰的衡量方法 不同频率系统间的共存干扰，是由于发射机和接收机的非完美特性造成的， 如图3 3 所示。该图为一个典型的干扰链路原理图，干扰源的发射信号从天线口被 放大发射出来后，经过了空间损失( 路径损失) ，最后进入被干扰接收机。如果路径 损失的衰减不够的话，进入被干扰系统接收机的干扰信号强度够大，将会使接收 机信噪比恶化或者饱和失真。 - 一，干扰信号 图3 3 典型的干扰链路示意图 工作于相邻频率的系统间干扰的产生是由两个部分原因共同导致的，分别是 干扰系统的发射机和被干扰系统的接收机滤波特性的不完善，即：干扰系统发射 机的邻道泄漏与杂散干扰，体现为发射机i 拘a c l r ( a d j a c e n tc h a n n e ll e a k a g ep o w e r r a t i o 邻信道泄漏功率比) ；被干扰系统接收机的接收非线性，体现为接收机的 1 6 t d l t e 和l t e f d d 共存的干扰研究 a c s ( a d j a c e n tc h a n n e ls e l e c t i v i t y 邻信道选择性) 。这两个因素共同作用的结果可以 用a c u a 两锹斌c h a n n e li n t e r f e r e n c ep o w e rr a t i o 邻信道干扰功率比) 来衡型1 0 1 。 3 2 i 发射机参数 发射机的邻频干扰参数主要是由发射机邻信道泄漏功率比( a c l r ) 来表征。 a c l r 定义为发射功率与在邻近信道经过滤波器接收到的功率之比。在图3 4 中，干 扰系统发射机的发射频点在亿，被干扰系统接收机的接收频点在f 1 ，用岛1 2 表示干 扰系统发射机的发射功率，九表示被干扰系统接收机在n 经过滤波器接收到的 干扰系统发射机的泄露功率，则a c l r 可以表示为： d a c l r = 竽 式( 3 - 1 ) 接收机滤波器 的衰减( d b l 发射功率 ( 曲积) f 1 f 1也 干扰系统发射机 带外发射 图3 4 邻频干扰计算示意图 f f 第三章一t d l t e 和l t e f d d 互干扰分析 3 2 2 接收机参数 接收机的邻频干扰参数主要是由接收机邻信道选择性( a c s ) 来表征。a c s 定义 为接收机滤波器在指定信道的衰减与在相邻信道上的衰减的比值。在图3 4 中，如 果用彳门表示被干扰系统的接收机滤波器在n 的衰减，彳，：表示被干扰系统的接收 机滤波器在邻信道f 2 的衰减，则a c s 可以表示为： 彳 a c s = 竺式( 3 2 ) 4 r 2 3 2 3a c a c i r 为邻信道干扰功率比，定义为干扰系统发射机的发射功率与被干扰系统 接收机接收到的总的干扰功率。在图3 4 中，虽然被干扰系统接收机的接收频点在 f 1 ，但是由于接收机的接收特性不完美，仍会接收到频点亿上的干扰。如果用，： 表示被干扰系统接收机在f 2 经过滤波器接收到的干扰功率，贝u a c i r 可以表示为： 彳c i r 。百忑y t x _ f 2 式( 3 - 3 ) ，l + ，2 、7 假设被干扰系统接收机滤波器对f 1 上的干扰衰减0 d b ( 无衰减) ，则根据式( 3 2 ) 可知对q 上的干扰衰减a c s ( d b ) ，从而被干扰系统接收机在f 2 经过滤波器接收到的 干扰功率可以表示为： 2 等 式( 3 - 4 ) 又由式( 3 1 ) 可以得到： ，12 怒 郏- 5 ) 把式( 3 - 4 ) 和式( 3 5 ) 代入到式( 3 3 ) 中，可以得到： 111 一a c i r = ac l r + ac s 式( 3 - 6 )一v 一u ， 注意：该公式中的值均为线性值，而不是d b 值。 通过干扰源在工作频点上的发射功率和a c i r 值就能推导出被干扰系统接收机 所受到的干扰的大小。干扰系统的发射信号对邻频共存被干扰系统接收机端的干 扰可以通过a c 取这个指标来体现。 1 8 t d l t e 和l t e f d d 共存的干扰研究 由此可见，要提高邻频的两个系统共存时的系统性能，抑制邻频干扰，可以 通过改善发射机的发射性能和接收机的接收性能两个方面来综合考虑。 通过获取通信设备的a c i r 值( 或得至f l a c l r 、a c s 值，计算得n a c r e 值) ，可 以计算出被干扰系统接收到的来自干扰系统发送的总干扰，将该系统间干扰值与 被干扰系统自身内部的干扰功率值叠加，便得到了被干扰系统所收到的总的干扰 功率值，可以用来研究被干扰系统的吞吐量损失等系统指标。 3 3t d l t e 和l t e f d d 系统间邻频干扰分析 本文主要研究t d l t e 和l t e f d d 在以下几种频段共存的场景，对各场景的 t d l t e 与l t e f d d 邻频干扰进行示意和分析如下： 场景一：t d l t e ( 2 5 7 0 2 6 2 0 m h z ) 与l t e - f d d ( 2 5 0 0 - 2 5 7 0 2 6 2 0 2 6 9 0 m h z ) 共存。 图3 5 场景一邻频干扰示意图( t d l 1 芭上行工作时隙) 图3 6 场景一邻频干扰示意图( t d l t e 下行工作时隙) f f 可以看到，无论是在基站侧还是在终端侧，两个系统都是邻频的，因此可能 存在基站和终端之间的干扰、基站和基站之间的干扰( 由于终端与终端间的干扰 通常只有终端发射时且在小区边界时才发生一定干扰，而在其他情况下干扰几乎 可以忽略，并且在实际环境中没有收到此类投诉，所以认为此类干扰可以忽略) 。 因此t d l t e 与l t e f d d 系统间邻频干扰场景归纳如下： 第三章t d l t e 和l t e f d d 互干扰分析 表3 1 场景一邻频干扰分析 干扰场景干扰风险共存研究 t d l t e 频带与l t e f d d 上行频带相邻 l t e f d d 终端对t d l t e 基站的干扰大需要 t d l t e 终端对l t e f d d 基站的干扰大需要 l 1 陋f d d 终端对t d u 卫终端的干扰小不需要 t d l t e 基站对l t e f d d 基站的干扰 大需要 t d l t e 频带与l t e f d d 下行频带相邻 l t e f d d 基站对t d l t e 基站的干扰 大需要 t d l t e 终端对l t e f d d 终端的干扰 小不需要 l t e f d d 基站对t d l t e 终端的干扰 大需要 t d l t e 基站对l t e f d d 终端的干扰 大需要 场景二：t d l t e ( 1 8 8 0 1 9 2 0 m h z ) 与l t e f d d ( 1 7 1 0 - 1 7 8 5 1 8 0 5 - 8 8 0 m h z ) 共存。 t d l t e ( 1 8 8 0 1 9 2 0 m h z ) r - 与l t e f d d ( 1 7 1 0 - 1 7 8 5 1 8 0 5 - 1 8 8 0 m h z ) t 行相邻， 邻频干扰示意和分析如下： l t e f d d 基站收l t e 脚基站发 t d - l t e 站收l 基紫 、- 一 一一， 7 、 l t e f d d 终端发：l t e - f d d 终端收t d l t e 终端发终端侧 图3 7 场景二邻频干扰示意图( t d - l t e 上行工作时隙) 图3 8 场景二邻频干扰示意图( ) l t e 下行工作时隙) f f f f 2 0 1 d l 1 t 和u t f d d 共存的干扰研究 表3 2 场景二邻频干扰分析 t d l t e 频带与l t e f d d 下行频带相邻 干扰场景干扰风险共存研究 l t e f d d 基站对t d l t e 基站的干扰大需要 t d l t e 终端对l t e f d d 终端的干扰小不需要 l t e f d d 基站对t d l t e 终端的干扰大需要 t d l t e 基站对l t e f d d 终端的干扰大需要 场景三：t d - l t e ( 1 8 8 0 1 9 2 0 m h z ) 与l t e - f d d ( 1 9 2 0 1 9 8 0 2 11 0 - 2 17 0 m h z ) 共存。 t d l t e ( 1 8 8 0 - 1 9 2 0 m h z ) 只与l t e f d d ( 1 9 2 0 1 9 8 0 2 1 1 0 - 2 1 7 0 m h z ) 上行相邻， 邻频干扰示意和分析如下： 图3 9 场景三邻频干扰示意图( t d l 1 t 上行工作时隙) 毗1 _ e 基站发l t e - f d d 基站收l t e - f d d 基站发基站俱 7 t d - l t e 终端收j l t e o f d d 终端发 l t e - f d d 终端收终端侧 图3 1 0 场景三邻频干扰示意图( 仍l t e 下行工作时隙) 表3 3 场景三邻频干扰分析 t d l t e 频带与l t e f d d 上行频带相邻 干扰场景干扰风险共存研究 l t e f d d 终端对t d l t e 基站的干扰大需要 t d l t e 终端对l t e f d d 基站的干扰大需要 l t e f d d 终端对t d l t e 终端的干扰小不需要 t d l t e 基站对l t e f d d 基站的干扰大需要 f f f f 第三章t d l t e 和l t e f d d 互干扰分析 2 l 场景四：t d l t e ( 2 0 1 0 2 0 2 5 m h z ) - 与l t e f d d ( 1 9 2 0 1 9 8 0 2 1 1 0 2 1 7 0 m h z ) 共存。 t d l t e ( 2 0 1 0 2 0 2 5 m h z ) r 与l t e f d d ( 1 9 2 0 - 1 9 8 0 2 1 1 0 2 1 7 0 m h z ) i - 行相邻， 邻频干扰示意和分析如下： 图3 1 1 场景四邻频干扰示意图( t d l t e 上行工作时隙) ，一一、l l t e f d d 终端发t i ) - l t e 终端收j l t e - f d d 终端收终端侧 图3 1 2 场景四邻频干扰示意图( t d l t e 下行工作时隙) 表3 4 场景四邻频干扰分析 t d l t e 频带与l t e f d d 上行频带相邻 干扰场景干扰风险共存研究 l t e f d d 终端对t d l 1 忑基站的干扰大需要 t d l t e 终端对l t e f d d 基站的干扰 大需要 l t e f d d 终端对t d l t e 终端的干扰小不需要 t d l t e 基站对l t e f d d 基站的干扰 大需要 3 4s i n r 计算方法 3 4 1 单系统时s i n r 计算方法 f 由于子载波的正交性，占用不同信道的用户间将不存在干扰。干扰仅存在于 不同扇区内占用相同信道的用户之间。如图3 1 3 所示，信道2 与信道1 、信道3 之间存在正交性，因此c h 2 上发射的信号将不会对c h l 和c h 3 产生干扰，而仅 t d l t e 和l t e f d d 共存的干扰研究 对c h 2 产生干扰，称为共信道干扰( c o - e h a r m e li n t e r f e r e n c e ) 。在不存在外系统干 扰时，接收机信干噪比s i n r 计算公式为【1 1 】： s i n r = 士 乏，+ o 式( 3 - 7 ) 其中，p 风表示接收到的功率，n o 是热噪声功率。丘，表示从第i 个共道发射 机接收到的共道干扰，n c 表示共信道干扰发射机数目。 00a 00b c h l c h 2 c h 3 | j 工工工 c h l 1c h 2 幸 c h 3 母i 图3 1 3l t e 系统内干扰 ( 1 ) 下行s i n r 计算方法 如果不分扇区，基站采用全向天线，由式( 3 7 ) 可得下行s i n r 的计算方法为： 眦：矿鱼鱼殳 式( 3 8 ) 薹己。嚷。兕等+ o 其中， s i n r i 表示基站k 内用户i 的接收信噪比： p k i 表示基站k 分配给用户i 的功率； g l i 表示基站k 与用户i 之间的收发天线增益之和； ，表示基站k 与用户i 之间的路径损耗( 包括阴影衰落) ； p 札i 表示基站m 分配给与用户i 占用相同信道的用户的功率； g 瓜i 表示基站m 与用户i 之间的收发天线增益之和； 只? 表示基站m 与用户i 之间的路径损耗( 包括阴影衰落) ： ，j n 表示单系统基站数。 第三章t d - l t e 和l t e f d d 互干扰分析 ( 2 ) 上行s l n r 计算方法 由式( 3 7 ) 可得上行s i n r 的计算方法为： s r n e 、：可一生亟生 式( 3 9 )= 可尘= l 竺l式( 3 9 ) 己 g m , i , k + o 其中， s i n r i 表示基站k 在信道i 上的接收信噪比； p k , i 表示基站k 中占用信道i 的用户的发射功率； g k , i 表示基站k 中占用信道i 的用户与基站k 之间的收发天线增益之和； ，表示基站k 中占用信道i 的用户与基站k 之间的路径损耗( 包括阴影衰 落) ； p l i 表示基站m 中占用信道i 的用户的发射功率； g 风i k 表示基站m 中占用信道i 的用户与基站k 之间的收发天线增益之和； 胪表示基站m 中占用信道i 的用户与基站k 之间的路径损耗( 包括阴影 衰落) ； n 表示单系统基站数。 3 4 2 两系统共存时s i n r 计算方法 当两个l t e 系统共存时，来自外系统的干扰信号除了受到路径损耗和阴影衰 落之外还要额外衰减一个a c i r ，所有来自外系统的干扰为【l l 】： n tn t k = ( 只，厂儿+ q - a c i r )