（电力电子与电力传动专业论文）地铁车辆辅助逆变器控制技术研究.pdf

垫壁! 塑塑壁鲎壅矍丝型垫垄堕墅 a b s t r a c t u n l i k ei n v e r t e r sf o rg e n e r a lp u r p o s e ，a u x i l i a r yi n v e r t e r so fs u b w a yv e h i c l eh a v et h e c h a r a c t e r so f h j 【g hp o w e r ，w i d er a n g eo fh i g hd ci n p u tv o l t a g e ，e n t i r e l ys e a l e de l e c t r o n i c u n i t sa n dn a t u r a lc o o l i n g s i n g l ep u l s ew i d t hm o d u l m i o n ( p w m ) t e c h n o l o g yi sf o u n dt ob e o p t i m a lb yc o m p a r i n gs e v e r a ld i f f e r e n th i g i lp o w e r i n v e r t e rt e c h n o l o g i e sa n di su t i l i z e di n t h e2 - c h a n n e ls t a i r c a s ei n v e r t e rd i s c u s s e di nt h i st h e s i s t h ef e a s i b i l i t yo ft h es c h e m ea s w e l la st h ed i g i t a lc o n t r o ls y s t e mi sv a l i d a t e do nas i n a i lp o w e r p r o t o t y p e f u r t h e r m o r e t h em e t h o d o f i m p r o v i n g t h eq u a l i t yo f o u t p u tv o l t a g ea n di n c r e a s i n gt l l e u t i l i z a t i o nr a t i oo ft h ed ci n p u t v o l t a g et h r o u g ha d d i n g c h a n n e l si s a n a l y z e d a n d e x p e r i m e n t a l l yv e d f i e d a tl a s t ，o p t i m a ld e s i g nm e t h o d o l o g yo f t h em u l t i c h a n n e lp w m s t a i r c a s ei n v e r t e rj ss h o w n k e y w o r d s ：i n v e r t e r ；p w m ；s t a i r c a s ew a v e f o r m ；d i g i t a lc o n t r o l 南京航空航天大学硕士学位论文 第一章：绪论 1 1 课题提出 地铁车辆辅助电源是地铁车辆必备的一种电源，主要用于为地铁车辆的控制、照 明、通风( 空调) 提供充足的电能。从发达国家地铁发展来看，采用静止式电能变换已 成为地铁车辆辅助电源发展的必然趋势。目前，国内有些城市地铁车辆采用的静止式 辅助电源全部是进口产品。因此实现地铁车辆辅助电源国产化具有相当的社会效益和 经济效益。经过论证，立项研制1 5 0 0 v 输入8 0 k v a 的三相逆变器。 地铁车辆辅助逆变器的特点为：直流侧输入电压高、输入电压变化范围宽、输入 电能波动大、输出频率稳定、输出电压稳定、输出正弦电压失真度低、工作环境较恶 劣。 高电压大功率逆变器电源一般采用s p w m 控制的三电平逆变器技术方案或采用 i p m 高压器件和s p w m 控制的二点式逆交器技术方案。由于这两项技术方案均要求较 高的开关频率，功率损耗较大，难以满足地铁车辆辅助逆变电源电子部件全密封且实 现自然冷却的要求。 本文首先对几种逆变器技术方案进行比较分析，在此基础上提出一种适合于直流 侧输入电压高且变化范围较宽、效率高、输出正弦电压失真度低的技术方案。本课题 主要是研究该逆变器控制电路的数字实现功能。 1 2 主要性能指标要求 研究课题为基于d s p 的数字控制单边脉宽调制十二脉冲阶梯波合成逆变器。为 验证控制方案，设计了一套小功率主电路，其输入为6 0 0 v - - + 2 0 ，输出为线电压3 8 0 v 1 0 、5 0 h z 、t h d 不大于1 0 。 丝墼羔塑塑壁望銮堡丝型垫查堕堑 第二章：地铁车辆辅助逆变器设计 2 1 功率电路 2 1 1 概述 本逆变电源的要求是输入电压变化范围比较宽，输出电压波形质量较好、精度较 高、输出功率容量大、系统稳定性好，因使用环境要求电子部件全密封，系统自然冷 却，故高效率是一项关键指标。 2 1 2 方案比较 t 因输入直流电源较高，地铁车辆辅助逆变器可以有以下几种方案：采用s p w m 控制的三电平逆变器、采用i p m 高压器件和s p w m 控制的二点式逆变器和级联式十 二脉冲逆变器。 ( 1 ) 采用s p w m 控制的三电平逆变器技术方案 三电平逆变器主电路如图2 - 1 所示，每个桥臂由四个功率管串联，中点加有箝位 二极管。从三电平逆变器主电路的一相桥臂的结构出发，不难得出各相输出端的三种 状态：“l ”状态，u a o = + u d “0 ”状态，u a o _ o ；“一1 ”状态，u a o = - - u d 。各相每个 功率器件在关断状态承受u d 电压，且各相状态变化时，都通过中性点电位0 的过渡。 表2 1 给出了a 相电位发生变化时，功率开关器件的工作状态。 bc 图2 一l 三电平逆变器主电路图 表2 - 1 a 相状变化前功率器件状态变化后功率器件状态 态变化v t lv t 2v t 3v t 4v t lv t 2v t 3v t 4 o l+ 1 0+ 0 一一l+ 一l o+ 2 南京航窒堕墨叁堂堡主堂堡垒塞一 一一 其中：“一”代表“关断”，“+ ”代表“导通”。 三电平逆变器的半角矢量为： 2 ” 矿：圪+ 孤+ k (品=ejt)(2-1) 引入_ 丌关函数s 。、s ，、s 。来代替式( 1 ) 中的v u v ”v w 则有： 矿( s 。，s ，s ，) ：( ，d ls 。+ s ，e 卜r + s ，e 1 了i 2 - 2 s 。、s ，、s w 分别可取l 、0 、一1 三种开关状态，故三电平逆变器有2 7 种空间电压 矢量，如表2 2 所示，其中有效的空间电压矢量1 9 个( 其中包含1 8 种非零矢量和一种 零矢量) 。三电平逆变器的开关状态和空间矢量，如图2 2 所示。因此电压空问矢量 较二电平有更多的选择，可得到更好的输出波形。 图2 - 2 三电平的开关状态和空间电压矢量图 地铁乍辆辅助逆变器控制技术研究 v 3 0o 1同一矢量 110 v 4 011同一矢量 100 v 5 olo同一矢量 10- 1 v 6 l10同一矢量 0o1 v 7 l- 11 v 8 11o v 9 11l v 1 0 ol1 v i i 111 v 1 2 10l v 1 3 11】 v 1 4 1lo v 1 5 111 v 1 6 o1i v ” l11 v 1 8 l01 三电平逆变器功率电路较复杂，开关频率较高。 ( 2 ) 采用i p m 高压器件和s p w m 控制的二点式逆变器技术方案 三菱电机为机车传动研制了采用s p w m 控制的二点式逆变器，该逆变器采用三 菱电机专门研制的工作电压为3 4 0 0 v 的高压i p m ，功率电路如图2 3 所示。 a b c 图2 3 二点式逆变器主电路图 由于使用了智能功率模块i p m ，该逆变器具有一系列的优点。i p m 不仅将功率器 塑塞堕至塾奎尘堂堡! ：堂垡笙苎一 件i g b t 和驱动电路集成在一起，而且对过流、过压、过热以及控制电压欠压等故障 具有自保护功能，是一种故障率极低又可使装置小型轻蠡化的功率器件。采用i p m 的逆变器可大大降低输出电压的低次谐波含量，从而可取消电抗器或降低对变压器漏 感的要求，实现装置小型轻量化。 由于二点式逆变器输出电压矢量少，为达到同样输出波形质量，二点式逆变器功 率器件的开关频率要比三电平逆变器高，使得开关器件i p m 的开关频率较高，功率 器件损耗大。 ( 3 ) 级联式十二脉冲逆变器技术方案 实现大功率逆变器的另一种方案是采用阶梯波合成逆变器。为适应较高的输入电 压应用，图2 - 4 所示的十二脉冲阶梯波逆变器采用输入侧级联的二个三相逆变桥，= 个逆变器的输出侧接线根据“谐波抵消”原则设计。 图2 - 4 十二脉冲逆变器主电路图 传统的阶梯波逆变器输出电压不可调节，当输入电压在一定范围内变化时，不能 满足输出电压恒压的要求。为了调节输出电压，可以采用脉宽调制阶梯波合成逆变器 技术方案，与通常的二点式逆变器相比，开关管承受阻断电压降低一半，开关频率及 损耗低。 2 1 3 确定方案 根据逆变器直流侧电压高、效率要求高以满足电子部件自然冷却的特点，综合比 较上述三种方案，本课题选用了脉宽调制阶梯波十二脉冲合成逆变器技术方案。本论 文主要研究脉宽调制阶梯波十二脉冲合成逆变器的数字控制方案，即采用数字方式产 生功率管的控制波形、完成输出电压数字调节功能和系统检测与保护。 地铁车辆辅助逆变器控制技术研究 2 2 脉宽调制阶梯波逆变器分析 传统的三相阶梯波合成逆变器一般采用1 8 0 。导通型三相逆变桥，其输出电压不 能调节。着三相逆变桥的每个功率管驱动信号不是1 8 0 。宽，而是在半周期内增加几 次开关，即采用脉宽调制技术，使得逆变器输出线电压为脉宽调制波，在原1 2 0 。宽 准矩形波上多几个缺口，这样该桥臂输出电压基波幅值发生变化，变压器合成电压的 基波幅值也就变化了。但是采用p w m 技术后，输出电压的波形质量将发生变化，总 谐波含量加大，因而要合理设计p w m 方案，以既实现调压，又保证输出电压的j 下弦 性。 2 2 1 传统阶梯波合成逆变器原理 以1 2 阶梯波合成逆变器为例，主电路如图2 - 4 所示，合成逆交器由两个完全相 同的三相逆变桥以及两个变压器构成。每个桥臂上下管互补丌关，两个逆变桥的控制 信号完全一样。由于变压器t l 、t 2 的原边均采用三角形连接，所以消去了3 n ( n = 1 、 2 、3 ) 次谐波。为了在消去3 n ( n = 1 、2 、3 ) 次谐波的基础上，再消去1 2 n 5 、1 2 n 7 ( n = l 、2 、3 ) 次谐波，通过控制下逆变桥的驱动波形超前上逆变桥3 0 0 ， 将变压器他的副边采用z 形接法，t 2 与t 1 的变比比a 2 ：a 1 设为1 ：3 ，如图 2 - 5 ( a ) 、( b ) 、( c ) 所示。 图2 - 5 ( a ) 基波电压向量图图2 - 5 ( b ) 1 2 n _ 5 次谐波电压向量图 图2 - 5 ( c ) 1 2 n _ 7 次谐波电压向量图 南京航空航天大学硕士学位论文 变压器付边各线圈上的电压相位如图2 - 6 所示，按上述“谐波抵消”原理取变压 器匝比，使五、七次谐波相互抵消，可以得到近似正弦波的1 2 阶阶梯波。 。u ， u ” u 一 广j l 1 一广_ 厂j 。- - _ j l l 一 图2 - 61 8 0 。1 2 阶梯阶梯波合成 该逆变器输出电压的表达式如式2 - 3 所示，其基波幅值仅与直流电压大小和变压 器变比有关。 “ = ”叭+ “d 3 一“ 2 = 筹s 岫爿i zc o s n o x 坶。s 耐+ 书+ a 2c o s 耐一劫协， 。竺s i n 竺f 4 + 2 d 2c o s 竺 c o s 删。 一石3l 。 6j 其中a l 、a 2 为变压器变比。 2 2 2 脉宽调制阶梯波合成逆变器原理 脉宽调制阶梯波合成逆变器有二种控制方案，即双边脉宽调制阶梯波合成逆交器 和单边脉宽调制阶梯波合成逆变器。 2 2 2 1 双边脉宽调制阶梯波合成逆变器原理 双边脉宽调制的原理示意图如图2 7 所示，利用三角载波与电压调节器输出的误 差信号交截产生p w m 波。 l 宦三塑二二卫1 1 ，馊r 牲i i - - i z 孕 地铁车辆辅助逆变器控制技术研究 图2 71 8 0 。导通型三相逆变桥的双边脉宽调制 分析图2 7 的输出线电压波形： “= 爿。s i n n w t d w t ( n 为奇数) n - 0 ( 2 4 ) 以= 等障一s t n 打删耐+ 萝9 s 胁删耐+ 孽。s t n 打倒妇 ：一丝陆竺一2 c o s 笪s i n 疗占l ( 2 _ 5 ) p l * l 36 f 7 当o = o 时，一。一4 e s 1 n 竿 当0 = 要时，以= 0 所以当。从o ：时，可以使基波峰值从丝调节到o 。 该p w m 波的各次谐波大小( 令4 = a 。( 一三) ) 与0 的关系如图2 - 8 a 所示， 4 一 总谐波含量t h d ( 日pt h d = 舨i 了了乙夺f i i 了面彳f ) 与。的关系如图2 - 8 b 所示。 图2 - 8 三相逆变桥输出电压谐波含量与0 的关系 p w m 波施加于如图2 - 4 的1 2 阶梯波逆变器，则a 相输出电压表达式为 查塞堕窒堕鲞盔堂堡堂丝笙塞一 u 篇“4 i + “耵一u c 2 ( 2 - 6 ) 具甲 = 亲一警( s m 了n t t 也。s 等咖棚扣删 = 薹一警( 咖等s 了n i t s i n 砂n 卜+ 翻 弦， = 嘉一警( 咖了n ；r - z c 。s 争廿n 卜一刳 所以 、萎一等 s i i l 了r i g s 等咖叫s i n c 删，c a l + 2 a 2c o s 等) 沼鼬 由“谐波抵消”原理，1 2 阶梯波逆变器可以抵消5 、7 次等1 2 n _ 5 、1 2 n 7 ( n 2 1 ，2 ) 次谐波，使得最低次谐波为1 1 、1 3 次，从而大大降低了总谐波含量t h d ，此外谐波 含陆e 蛮化而蛮化。各次谐波以及t h d 与。的关系如图2 9 所示。 图2 - 9 阶梯波合成逆交器输出电压谐波含量与0 的关系 由图2 - 9 可见，在o - - 1 5 。处，t h d 存在一个最小点，与普通阶梯波合成逆变器 输出电压的t h d 相同。如果将逆变器的额定工作点设计在该点，使0 在1 5 。附近变 化以调整输出电压，再采用适当的输出滤波器后，可以保证系统在较宽的输出电压调 节范围内具有较好的电压波形。 2 2 2 2 单边脉宽调制阶梯波合成逆变器原理 单边脉宽调制的原理示意图如图2 1 0 所示。 图2 1 018 0 。导通型三相逆变桥的单边脉宽调制 分析图2 1 0 的输出线电压波形： “= a s i n n t o t d o 甜 ( n 为奇数) 其中 以= 等 争t n 以删耐+ 垂8 s 舢一 一筹 s i i l 竺2c o s 等s 胁( 詈一口) 一磊l s i i l 一娜i 飘姗【i 卅j 当o = o 时，爿。：一丝s i n 要； 当o = 要时，a 。= 0 。 所以当。从o 墨时，可以使基波峰值从至丝调节到o 。 该p w m 波的谐波含量与0 的关系如图2 。1 1 所示。 ( 2 9 ) ( 2 1 0 ) o 壹壅堕窒堕蒌盔堂堡堂笪堕皇一 图2 1l三相逆变桥输出电压谐波含量与0 的关系 p w m 波施加于如图2 4 的1 2 阶梯波逆变器，则a 相输出电压表达式为： u , o v5 “4 - 口3 一“c 2 其中 = 薹一警斜- - f 石s ；n ( 警卅c o s ( 2 “) = 喜一等c o s 争( 等卅) c 。扣+ 詈，) 协 = 喜一警c o s 争( 等卅) c o s ( 州一詈，) 所以 薯一篆c o s - 舰f s i n 睁一口) c o s ( , , 翻, x a , + 2 a 2c o s 6 ) ( 2 - 1 3 ) 由“谐波抵消”原理，1 2 阶梯波逆变器可以抵消5 、7 次等1 2 n 5 、1 2 n 7 ( n = i ，2 ) 次谐波，使得最低次谐波为1 1 、1 3 次，从而大大降低了总谐波含量t h d ，此外谐波 含量随。变化而变化。各次谐波以及t h d 与0 的关系如图2 1 2 所示。 由图2 1 2 可见，在o - - 1 5 。处，t h d 存在一个最小点，与普通阶梯波合成逆变 器输出电压的t h d 相同。如果将逆变器的额定工作点设计在该点，使0 在1 5 。附近 变化以调整输出电压，再采用适当的输出滤波器后，可以保证系统在较宽的输出电压 调节范围内具有较好的电压波形。 垫丛生塑塑壁望奎矍丝型垫垄婴壅一 图2 1 2 阶梯波合成逆变器输出电压谐波含量与0 的关系 2 2 3 两种调制方案的比较 图2 1 3 比较了两种脉宽调制方案的输出电压总谐波含量t h d 与0 的关系曲线。 由图2 - 1 3 可见，当采用单边脉宽调制时，输出电压的总谐波含薰t h d 比较小，所以 1 2 脉冲阶梯波合成逆变器应该采用单边脉宽调制方案。 图2 1 3 两种脉宽调制方案时输出总谐波含量比较 2 3 功率电路设计 2 3 1 功率电路组成 功率电路由两组三相逆变器构成( 如图2 - 4 所示) ，两组逆变器通过输出变压器 1 2 输出串联，外接成星型。每组逆变器三相全桥的内部结构完全相同，只是控制信号相 位有所不同，每个逆变器由一个三相全桥以及一个三相变压器构成，三相变压器采用 b y 形变压器t 1 和d z 形变压器t 2 耦合。变压器一次侧都采用三角形连接，d y 形变 压器t l 的二次侧采用星形连接，d z 形变压器t 2 的二次侧采用z 连接，d y 和d z 形 变压器二次侧串联输出。为消除低次谐波，通过调艇d y 和d z 形变压器匝比，保证 f 二， d z 变压器二次侧六相的各相输出的幅值为d y 形变压器二次侧各相输出幅值的吖 倍，则3 n 次谐波因变压器一次侧三角形连接而消除，1 2 n + 5 及1 2 n + 7 ( n = 0 ，1 ，) 次谐波通过d y 和d z 形变压器二次侧串联矢量叠加而消除，即按前述“谐波抵消” 原理串联副边绕组，可得到近似正弦的阶梯波。 2 3 2 电路参数分析 一、变压器变比的确定 根据公式( 2 1 3 ) ，得到基波有效值为： u c e ) = 等c o s 詈s i l l ( 詈卅( 小2 a 2c o s - ”g ) ( 2 - 1 4 )，roo 其中：输入直流电压e 为3 0 0 v ，输出相电压额定值u 为2 2 0 v ，0 角为1 5 。， a l ：a 2 ：a 3 = 3 ：1 ：l o 所以变压器t 1 的变比a 1 为2 2 1 9 2 ，变压器t 2 的变比a 2 、a 3 为1 2 8 1 。 = 、功率管选择 由于输出电压谐波含量小，可假设负载电流为正弦波，并忽略变压器激磁电流。 满载时，变压器的副边电流为互5 万o 万o z 0 7 6 aa 因为两个变压器功率均分，原边电压波形相同，故原边电流也相同。以变比为 a l 的变压器t l 为例，变压器原边相电流为o 7 6 2 2 1 9 2 = 1 6 9 a 。 过载1 0 0 时，原边相电流为3 3 8 a ，副边电流为1 5 2 a 。变压器原边三角形连接， 此时原边线电流为3 3 8 1 7 3 2 * 5 8 6 a 。 流过功率管或其续流二极管的电流为变压器原边线电流，其峰值为 5 8 6 1 4 1 4 a8 2 8 6 a ，取其两倍裕量，功率管电流定额为1 6 5 7 2 a ，电压定额为输入 电压的两倍，取6 0 0 v 。 根据以上功率管的参数分析。选择m o s f e t 管i r f 2 5 0 可以满足要求。 三、变压器设计 l 、变压器电气参数设定 由前面的分析可知，变压器输入电压2 4 0 3 6 0 v ，过载时输入电流最大为3 3 8 a 。 剐边最大电流1 5 2 a ，输出变压器的工作频率正= 5 0 h z 。 2 、选择铁芯材料 地铁= 乍辆辅助逆变器控制技术研究 变压器工作频率5 0 h z ，铁芯材料选用硅钢片，牌号为d q 4 ，0 3 5 r a m 厚，饱和 磁感应强度皿= 1 8 4 t ( 2 5 c ) 。为了确保变压器在整个工作状况下不出现饱和现象 并降低损耗，b m 的数值不宜取值太大，一般取b 。= ( 1 3 2 3 ) b ，就能满足要求， 在本系统中取吃= o 4 4 只= 0 4 4 x1 8 4 = 0 8 t 。 3 、选取变压器原、副边匝数 阶梯波合成逆变器的功率变压器可以是单相变压器或三相变压器，采用单相变压 器的体积较大，一般较少用。本系统中采用三相变压器，选择e 型铁芯，下面用面积 法来计算铁芯的窗口面积并确定铁芯型号。 变压器功率均分，故两种变压器的体积重量应基本相同。我们先以变压器t 2 为 例设计变压器。由前面分析变压器他的变比为a 2 等于a 3 为1 2 8 1 ，下面预先选取 铁芯截面积，根据公式： 厅一 d = k f = 生( 2 1 5 ) ，其中d 为铁芯截面积的直径，k = 6 0 ，s u = 0 5 k v a ，算出d = 3 8 m r n ，所以截面 积为& = o 9 l 石莩= 1 0 3 2 册2 ，取铁芯截面积为3 2 3 2 历肌2 ，由原边的电压波形 可知： e = 1 2 f n l b s c 1 0 8 ( 2 1 6 ) 其中e 为输入电压幅值，f 为电压频率，b 。为铁芯最大磁密，取b 。= 0 8 t ，代入 e = 3 0 0 v ，厂= 5 0 h z ，s c = 1 0 3 2 c m2 ，得出n 、= 6 0 0 匝。所以副边单个绕组为7 7 0 匝。 4 、选择线径 副边绕组电流为o 7 6 a ，原边绕组电流为1 6 9 a ，变压器绕组电流密度小于 2 5 0 a c m 2 ，所以副边导线截面积应取o 3 r a m 2 ，原边导线截面积应取o 5 r a m 2 ，考虑 工艺及成本原因，原边采用直径o 8 m m 的漆包线，副边采用直径0 6 3 m m 的漆包线。 5 、选择铁芯，校核窗口 根据上面计算，选择s d 4 0 6 4 1 2 5 的铁芯。经校核，变压器t 1 的窗口系数小 于0 4 ，可以绕下。 同理，变压器t 2 选择s d 4 0 6 4 x 1 2 5 的铁芯，原边匝数为6 0 0 匝，原边导线直 径为0 6 3 r a m ，副边匝数为1 3 3 2 匝，副边导线直径为0 8 0 r a m ，经校核，变压器t 2 的窗口系数小于0 4 ，可以绕下。 南京航空航天大学硕士学位论文 2 4 滤波网络优化设计 如图2 - 4 所示的1 2 阶梯波合成逆变器的输出中只含有1 2 n - + 】次谐波，最低次谐 波为1l 、1 3 次谐波，为了进一步降低t h d ，还需要对输出进行滤波。 2 4 1 滤波器方案 滤波器设计方案一般有r 型滤波器和谐振陷阱滤波器，由于本系统的最低次谐波 次数较高，并且谐波的频率、含量都比较确定，将这几个谐波滤除，t h d 即可达到设 计要求，因此采用谐波陷阱式滤波器。滤波器原理图如图2 1 4 所示，其中l 。可以利 用变压器的漏感。 图2 1 4 滤波器原理图 设计滤波器时一般考虑：滤波效果、无功电流的大小、对基波和其他低次谐波的 放大倍数、体积重量，另外还要考虑成本。 理论上，只要l n 、c 1 2 的谐振频率等于1 2 次谐波频率，则该次谐波可以全部消 除，在l 1 2 c 1 2 乘积一定的情况下，电容值取大，流过谐振电感的无功电流增大，会增 加电感的线径。滤波器设计应尽量采用较小的谐振电容，以减小流过谐振电感和串联 电感的无功电流，并减轻逆变桥的负担，这样虽然增大了电感的感值，但由于流过电 感的电流的减少，电感体积较小。但在l o 一定的条件下，适当增加c 1 2 ，可以提高对 1 1 次和1 3 次谐波的滤除效果。 2 4 2 滤波网络的设计 经过图2 1 4 所示的电路滤波后，输出波形中各次谐波的放大倍数为： 以：o 型丝西 一( 2 - 1 7 ) “1 一一2 国2 l 1 2 c 1 2 一r 1 2 0 ) 2 0 c 1 2 其中：n 为谐波次数，为角频率，l 。为变压器漏感，l 1 2 、c 1 2 为谐波陷阱的电 感、电容。 实测二台变压器串联后输出漏感为6 4 5 m h ，选择不同的滤波电感l 1 2 时，基波、 l l 、1 3 次谐波电压的放大倍数如图2 1 5 所示。基波放大倍数随l 。l 1 2 增大而增大， r l 一 些壁芏塑塑壁望壅堡丝型垫查塑圣 11 、1 3 次谐波放大倍数随l 。l 1 2 增大而减小，且谐波放大倍数较小。 图2 1 5 不同的滤波电感l 1 2 时，各次谐波电压的放大倍数 各次谐波在经过谐波陷阱之前的峰值为： u 。= 堕f ；r l c o s 等s i n 疗6 一一口 ( 4 + 2 a zc 。s 等) ( z 。s ) 其中：e 为逆变器输入直流电压，a l 、a 2 为变压器t 1 、t 2 的变比。 由前面所述，在经过滤波网络前，输出电压的波形已经消除了3 n 、1 2 n - - 5 、1 2 n 7 ( n = o ，1 ，2 ，) 次谐波，输出波形接近正弦波，再经谐波陷阱滤波后输出电 压酌t h d 为： t h d4 a l u l 。 ( 2 1 9 ) 根据公式( 2 1 9 ) ，选择不同的滤波电感l 2 时，输出电压的总谐波含量与0 的对 应关系如图2 1 6 所示，任意0 时，随l 。l 1 2 增大总谐波含量减小。 图2 1 6 不同的滤波电感l 1 2 时，输出电压的总谐波含量与。的对应关系 输出无功电流峰值为：i o = ( 2 2 0 ) 根据公式( 2 2 0 ) ，不同的滤波电感l 1 2 时，输出无功电流与0 的对应关系如图 2 1 7 所示，任意。时，随l l 1 2 增大无功电流增大。 图2 1 7 不同的滤波电感l 1 2 时，输出无功电流与0 的对应关系 。 综合考虑滤波器的滤波效果、对基波和其他低次谐波的放大倍数、无功电流的大 小、体积重量，选择谐振电容c l ：= 4 ，、谐振电感l ；：= 1 7 6 ，胛，此时谐波电压放 大倍数和总谐波含量( t h d ) 如表2 3 所示。 表2 3l 。= 6 4 5 m h 、l 1 2 = 1 7 6 m h 、c 1 2 = 4uf 时的谐波放大倍数和总谐波含量 0 7891 01 l1 21 31 41 51 61 71 8 t h d0 0 2 80 0 2 8o 0 3 10 0 3 30 0 4 l0 0 4 00 0 4 20 0 3 4o 0 1 60 0 4 00 0 5 7o 0 6 l 地铁车辆辅助逆变器控制技术研究 第三章：脉宽调制1 2 阶梯波逆变器的数字控制方案研究 3 1 控制电路功能 控制电路功能是产生控制功率管开关的驱动信号，调节驱动信号中的20 角，保 证输出电压的稳定和波形质量，同时具有故障检测、保护功能。 主电路中功率管的控制波形如图2 1 0 所示，这样既可以实现1 2 阶梯波叠加，保 证输出电压的正弦性，又可以实现输出电压可调。为了保证控制波形的准确性，提高 系统的稳定性，方便系统参数调节，采用了数字控制方案。 3 2 控制电路基本方案 由于逆交桥每相桥臂的驱动波形互补，所以产生三个相位相差1 2 0 。的驱动波形， 再反向设定死区，即可得到逆变桥6 个功率管的驱动波形。如前文所述，单边脉宽调 制十二阶梯波合成逆变器由两个逆变器级联而成，两个逆变桥的驱动波形完全一样， 只是相位相差3 0 。，所以控制该逆变器需要产生6 个相互独立的如图2 - 1 0 所示的p 删 波形。 d s p 芯片1 m s 3 2 0 f 2 4 0 内部有3 个独立的定时器，只能输出3 个独立的p w m 波 形，而控制该逆变器需要6 个独立的p w m 波形，所以我们将d s p 器件和c p l d 器 件进行综合运用利用d s p 模块部分产生随输出电压变化而调节占空比的p w m 波 形；利用c p l d 模块把d s p 产生的p w m 波形经过逻辑变换，得到如图2 1 0 所示的 驱动波形。 3 3 控制电路的详细设计 根据单边脉宽调制p 咖方案，控制部分的框图如图3 - 1 所示。数字信号处理( d s p ) 部分完成输出电压采样、信号滤波、a d 转换、f f t 计算、电压给定、电压调节、限 幅、2 路p w m 输出、输出控制的功能实现等功能，c p l d 部分完成1 2 路p w m 信号产生 的功能。 图3 - 1 数字控制电路框图 南京航空航天大学硕十学位论文 3 3 1 数字信号处理( d s p ) 部分 3 3 1 1 时间基准 时基电路由石英晶振、t m s 3 2 0 f 2 4 0 内部p l l 时钟模块电路组成。采用1 0 m h z 石英晶振，正确设置时钟控制寄存器0 ( c k c r o ) 和时钟控制寄存器1 ( c k c r l ) ， 可以使c p u 时钟频率f c d 。i k = l om h z ，硬件连接图如图3 - 2 所示a | l 5 e0 s c b 硝鼬 ”“1 璐 一h 一1 ：= j = = = z j ：= ， 一竺旧鲨趟p 必 1 p l l h ( c k _ k c r 上o e b i 7 - 6 ) “ x t l 一 i j 图3 - 2 时间基准模块 3 3 1 2 信号采样单元 a 、采样控制 为了稳定输出电压，控制方案中引入f f t ( 快速傅立叶变换) 单元，将输出电压 的基波提取出来进行反馈。f f t 要求将一个采样波形的周期均分成n 等分，若不满 足该条件变换后的结果会产生较大的误差。因此，周波长度的准确测量和减少等分周 波的误差是提高快速傅立叶变换结果精度的重要条件。为提高周期测量的准确度和减 少等分误差，通过d s p 器件的定时器3 的比较输出单元输出一个固定占空比的脉冲 波形，作为采样控制信号。 b 、采样保持电路 在对模拟信号进行模数变换时，从启动变换到变换结束的数字量输出，需要一定 的时问即a d 转换的孔径时间。当输入信号的频率较高时，由于孔径时间的存在， 会造成较大的转换误差，要防止这种误差的产生，必须在a d 转换r 丌始时将信号电 平保持住，而在a d 转换结束后又能跟踪输入信号的变化，即对输入信号处于采样 状态，该功能可由采样，保持器实现。由于t m s 3 2 0 f 2 4 0 芯片内部的a d 转换模块在 r d 时刻只能转换一个采样数据，而在本方案中需要同时采样几个数据，所以利用采 样保持电路，储存同一时刻的几个不同采样波形的值，然后再依次进行a d 转换， 以保证采样数据的同时性。 3 3 1 3 信号滤波电路 由于在采样信号时存在采样现场电磁干扰和功率变换电路的影晌，往往使得采样 信号含有多种频率成分的噪音信号，严重情况下，这种噪音信号会淹没等待提取的输 地铁圭堑塑壁望壅塑丝型垫查竺塞一一 一一 入信号，造成系统无法获取被测信号。在这种情况下，需采取滤波措施使系统的信噪 比( s n ) 增加。 此外，数据采集系统对每一周波进行n 点采样，每一点受到脉冲干扰都会影响 到整个系统的测量精度，这就要求尽量减少d 转换的输入部分的干扰。通过加上 适当的低通滤波电路，滤去干扰信号，可以改善前向模拟输入电量的波形，从而使整 个设备的测量精度提高。 3 3 1 4 模数转换单元 a 、直流偏置电路： 由于t m s 3 2 0 f 2 4 0 的外设a 巾转换模块不能采样负电压值，所以需要对输出三 相电压值进行直流偏重处理，如图3 - 3 所示。输出波形在叠加一定的直流分量后，从 其中提取的基波分量的值与叠加前波形中的基波分量是相等的。 2 5 矿 图3 - 3 直流偏置电路 b 、t m s 3 2 0 f 2 4 0 的外设a d 转换模块： t m s 3 2 0 f 2 4 0 的外设a d 转换模块如图3 - 4 所示。 图3 - 4 a d 转换模块 它是带有内部采样保持电路的1 0 位串行电容转换器。a d 转换模块包括两个带 2 0 童室堕至墅鲞查堂堡主堂垡堡奎一一 有内部采样和保持电路的模一数转换器。t m s 3 2 0 f 2 4 0 中共有1 6 个模拟输入通道可 用。每八个模拟输入通过8 选l 的多路转换器提供给每个a d 转换器。每个a d 转 换器的最大总转换时间是6 6 , u s 。a d 转换模块的基准电压由外部电源提供。 3 3 1 5 快速傅立叶变换( f f t ) 单元 由于逆变电源的技术指标要求稳定输出电压的基波有效值，所以采用了输出电压 的f f t 分析环节，提取基波分量大小，作为反馈量进行闭环控制。 采样点的选择和f f t 算法是影响f f t 分析结果的两个重要因数。采样点选择的 恰当与否影响f f t 分析的精度，f f t 算法是影响f f t 分析所需时间的重要因数 a 、采样点的选择 由于在一个周期内采样点的多少，影响到f f t 变换的精度，所以我们分析了频 率为5 0 h z 、周定步长采样时不同采样点数的基波测量精度。 采样点数越多，则测量精度越高，但如果采样点数过多，d s p 运算时间资源会不 够。经过对3 2 点、6 4 点和1 2 8 点的测嚣精度和计算时间的比较，本系统采用了6 4 点模拟量采样，其精度较高，d s p 运算时间资源足够。 b 、f f t 算法 离散傅立叶变换( d f t ) 广泛应用于离散信号的数字信号处理，它完成离散时域 信号到频域的转换。直接的d f t 运算需要约n 2 次乘法操作，n 为采样个数。 根据d f t 的定义： 一1 x ( ) = x ( n ) w 时k = 0 1 一nl n ( 3 - 1 ) * 西 式中，x ( n ) 是n 点离散时间序列，x ( k ) 是x ( n ) 的傅立叶变换，w = e 。2 “”。x ( n ) 和 x ( k ) 一般为复数。由上式可见。对于k 为某一确定值，计算一个x ( k ) ，需要n 次复数乘法运算和( n 】) 次复数加法运算。若要计算n 点x ( k ) ，则需要n 2 次复 数乘法和n ( n 1 ) 次复数加法。由于在数字计算机上乘法运算所需的机器时间远比 加法要长，所以一般均以乘法运算置作为度量。 6 0 年代由c o o l e y 和t u c k e y 提出的快速傅立叶变换( f f t ) 可以明显降低运算量 ( 只约妻l o g ：n 次乘法操作) ，成为数字信号处理( d s p ) 的基本工具和迅速发展 z 的动力。软件工作者已经研究出了一系列在不增加存储资源的条件下提高f f t 运算 的算法；t e x a si n s t r u m e n t s 公司的d s p 芯片1 m s 3 2 0 系列的发展就充分体现了这种趋 势。t m s 3 2 0 f 2 4 0 芯片就为f f t 运算中混序操作提供了特殊的实现位倒序的间接寻址 方式，在结构上和总线管理上也为较大n 值f f t 运算提供更快的吞吐速度和更大的 容量。 3 3 。1 6 电压调节器 丝壁至塑塑墅垄变壁篓型丝查堑垄一 电压调节采用p i 调节器，采用模拟电路的p i 调节器原理图如图3 - 5 所示，该电 路的传递函数如式( 3 。2 ) ，结构图如图3 - 6 所示。 w = 鲁 ，+ 南p 也) 咆c - + 耖小， b z ， 其中比例系数j i ，= 百r 3 ，积分时间2 坞c ，u , = u s - u o 电压基准 电压给 图3 - 5p i 调节器 3 四，p 图3 - 6p i 调节器的动态结构图 定 采用d s p 器件后，可以用数字p i 调节器实现图3 5 所示的模拟调节器的功能， 设计数字p i 调节器可以先按连续系统控制理论方法设计模拟调节器，然后再数字化， 这种方法的优点是可利用连续系统的一套成熟的设计方法，设计简便、清晰。 模拟调节的数字化，实质上是用差分方程去逼近微分方程，对其进行数字模拟， 这个数字模拟算法可作为数字程序的算法。模拟调节器数字化的条件是：数字控制系 统的采样周期t 比被控对象已知的最小时间常数还要小一定的数量级，这样用连续控 制理论去近视地研究数字控制系统才是可行的，用差分方程去逼近微分方程误差不至 于太大。下面假定采样周期很短，用连续控制理论设汁凋节器，然后离散变为可用数 字程序实现的差分方程。 如图3 - 6 所示为常规p i 调节器的动态结构图。u ，( j ) 为调节器输入的误差信号 u ，( f ) 的拉氏变换；u ，( s ) 为调节器的输出u ，( ，) 的拉氏变换。p i 调节器输入输出的时 堕室堕窒堕丕盔堂堡堂堡兰苎一 域表达式为 圳“，卜) + j 3 ) 为了求出相应的数字p i 调节器的差分方程，将式( 3 3 ) 离散化。设采样周期为 t ，且第k 次的采样时刻为t ，即t = k t 再用t 代替d t ，则式( 3 - 3 ) 可改写成 蹦胛m 杠( 缸r ) 七弘叫 b 4 ) 由上式可知，在第k 1 次采样时刻。 u ， ( k - 1 ) 丁) 】= k ，lu 【( k 一1 ) 。r 】+ 三r j = o k - u o r ) r 3 5 i1 l i 由式( 3 4 ) 和式( 3 5 ) 可求出前后两次采样之间输出函数的增量为 u ，= u ，( k - t ) - u ，r k 1 ) r ) 】 鸣( 1 + 事c 舯m 肛- 羽 协s ， 从而得数字p i 调节器得差分方程为 u ，( k t r ) = u ，【( k 1 ) r ) 】+ u ， = 【( k 一- ，叫+ 巧 ( - + t ) u , ( k 7 3 - 以胀一- 删 c 。_ ， 根据式( 3 6 ) 及式( 3 7 ) 由t m s 3 2 0 f 2 4 0 芯片进行迭代运算十分方便。它们可 作为数字p i 调节器程序设计的基础。由此作出数字p i 调节器控制算法原理图和程序 框图如图3 7 和图3 - 8 所示。 图3 7 数字p i 调节器控制算法原理图 = u ( 七) 垫矍! 塑塑壁望銮矍丝型垫型塑! 签一 图3 8 数字p i 调节器的程序框图 3 3 1 7 时间资源校核 nn 1 采用6 4 点f f t ，采样周期为岑兰= 3 1 2 5 xl o “s ，在一个采样周期内要对6 4 个 o 珥 采样值进行模数转换和对输出波形的采样序列进行一次f f t 运算，一次模数转换时 问需要6 6 t s ，一次f f t 运算需要约19 6 , u s ，再加上p i 调节所需时间和其他一些指 令时间，经核算完全可以满足要求。 3 3 1 8p w m 产生 模拟电路中，输出电压基波有效值与给定比较，输出误差信号经电压调节器调节， 与锯齿载波交截，产生脉宽调制波。 利用t m s 3 2 0 f 2 4 0 的定时器的比较输出单元输出脉宽调制波。将定时器1 、2 的 计数方式设为单增方式，p i 调节后的值设为比较值，为了使得两个定时器输出的p w m 波形相差3 0 。，将定时器2 的计数起始值设为周期值的一半。正确初始化定时器的 周期寄存器、控制寄存器、计数寄存器和比较寄存器，可以输出相差3 0 。的脉宽调 制波c 1 、c 2 ，而且输出的p w m 波形比模拟电路产生的p w m 波形更精确。 3 3 2 c p l d 部分 我们用l a t t i c e 公司的c p l d 器件来实现控制方案中驱动脉冲产生功能。为了 实现l a t t i c e 模块电路与d s p 模块电路的信号同步，将该模块电路的输入时钟源定 为d s p 模块电路输出的脉宽调制波形c 1 、c 2 信号。如图3 - 9 所示，我们通过该模块 电路以c 1 、c 2 信号为输入时钟信号，利用c 1 、c 2 的上升沿触发事件，产生两组相 南京航空航天大学硕士学位论文 差3 0 0 ，频率为5 0 h z 的信号k a l 、k b l 、k c i 和k a 2 、k b 2 、k c 2 ，其中，k m 、k b l 、 k c i 依次相差1 2 0 0 ，k a 2 、k b 2 、k c 2 依次相差1 2 0 0 。同理产生一组依次相差3 0 。，频 率为l o o h z