（微电子学与固体电子学专业论文）一种无乘法器的cmos+pfc控制电路.pdf

摘要 电气设备通过桥式整流器接入交流电源时，必须加装功率因数校正功能( p f c ) 才能减少电流谐波污染和低的能源效率等问题。目前用于大功率场合的p f c 技术 已经趋于成熟，而适用于照明设备等小功率器件的p f c 技术的研究在近几年才逐 渐受到重视为适应国内小功率用电设备的不断普及，论文重点研究了低成本的 p f c 变换器的设计方法。 在p f c 控制芯片的拓扑结构中，b o o s t 升压型功率因数校正电路由于具有主电 路结构简单，变换效率高，控制策略易实现等优点而得到广泛应用，其临界导通 模式( c i t m ) 在小功率、低成本的应用场合具有较高的商业优势。为此论文通过 分析b o o s t 升压型功率因数校正系统在临界导通模式下的工作原理，设计了一种无 乘法器的p f c 芯片a e t 3 8 4 6 ，并详细介绍了电路的实现过程。在a e t 3 8 4 6 设计过 程中，论文根据对传统电压误差放大器设计过程的分析、改进，提出了一种具有 低带宽滤波功能和快速瞬态响应能力及平滑输出的多矢量误差放大器，以及为进 一步降低输入线电流零交越失真，设计了具有总谐波失真优化功能的电路。并利 用h s p i c e c a d e n c e 软件，采用c m o s - r 艺，对芯片内部各个模块进行了设计、仿 真。仿真结果表明，该芯片的各项指标满足设计要求，具有很好的功率校正控制 性能。 关键词：p f c 临界导通模式多矢量误差放大器总谐波失真优化 a b s l r a c t a b s t r a c t a d d i n gp o w e rf a c t o rc o r r c c t i o n ( p f c ) f u n c t i o nc a nr e d u c ec u r r e n th a r m o n i c p o l l u t i o na n di n c r e a s ep o w e re f f i c i e n c yw h e ne l e c t r i c i t ye q u i p m e n t sc o n n e c t i n gt oa c p o w e rs u p p l yt h r o u g hb r i d g er e c t i f i e r t h ep f ct e c h n o l o g yf o rl a r g ep o w e ra p p l i c a t i o n h a sb e e nd e v e l o p e d , b u tt h er e s e a r c ho fp f ct e c h n o l o g yf o rs m a l lp o w e ra p p l i c a t i o n d i d n tg e ta t t e n t i o nu n t i lr e c e n ty e a r s s ot h i sp a p e re m p h a s i z e st h ed e s i g no fl o wc o s t p f c c h i pt of i tt h eg r o w i n go f s m a l lp o w e re q u i p m e n t s t h e r ea r es e v e r a lt o p o l o g ys t r u c t u r e sf o rp f ca p p l i c a t i o n s ，a n dt h eb o o s tt y p ei s w i d e l yu s e d ，b e c a u s ei ti se a s yt oc o n t r o l ，a n di th a sam o r es i m p l ei n n e rs t r u c t u r e ，m o r e h i g h e re f f i c i e n c y , f u r t h e r m o r e ，t h eb o o s tt y p ec a ng a i na ! lc o m m e r c i a la d v a n t a g eo v e r o t h e rt y p e sw h e nw o r k i n gu n d e rt h ec r i t i c a lc o n d u c t i o nm o d ei ns m a l l p o w e r a p p l i c a t i o n b yi n t r o d u c i n gt h ec o n t r o ls t r a t e g yo fb o o s tt o p o l o g yp f cs y s t e m ，a n d a n a l y s i s i n gt h ec r mt h e o r y , t h i sp a p e rd e s i g n e do n en o n em u l t i p l e rp f cc h i pn a m e d a e t 3 8 4 6 ，w h i c hi n t e g r a t i n gam u l t i - v e c t o re r r o ra m p l i f i e rt h a tc a l lp r o v i d eaf a s t a u n s i e n tr e s p o n s ei nal o w - b a n d w i d t hv o l t a g el o o p ，a n dat h d o p t i m i z a t i o nc i r c u i tt h a t c a l lr e d u c e i n p u tc u r r e n tc r o s s o v e rd i s t o r t i o n t h ed e s i g n i n gp r o c e s sa n dt h e o p t i m i z a t i o no ft h ef u n c t i o nb l o c kc i r c u i t so ft h ec h i pa r ei n t r o d u c e di nt h ep a p e r f u r t h e r m o r e ，t h e y a r cs i m u l a t e db yh s p i c e c a d e n e ew i t hc m o sm o d e l t h e s i m u l a t i o nr e s u i t si n d i c a t et h a tt h ec i r c u i th a sa p e r f e c tp fa n dl o w ei n p u tc u r r e n tt h d k c y w o r d ：p f cc r i t i c a lc o n d u c t i o nm o d em u l t i v e c t o re r r o ra m p l i f i e r t h d o p t i m i z a t i o n 声明 学位论文创新性声明 西安电子科技大学 独创性( 或创新性) 声明 秉承学校严谨的学分和优良的科学道德，本人声明所呈交的论文是我个人在导师指导f 进行的研究上作及取得的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢中所罗列的内 容以外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果；也不包含为获得两安电子科技 大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任 何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。 申请学位论文与资料若有不实之处，本人承担一切的法律责任。 本人签名兹壶弛日期堑 ! 厶麴 关于论文使用授权的说明 两安电子科技人学 本人完全了解西安电子科技大学有关保留和使用学位论文的规定即：研究生在校攻读学 位期间论文t 作的知识产权单位属西安电子科技大学。学校有权保留送交论文的复印件，允 许查阅和借阅论文：学校可以公布论文的全部或部分内容，可以允许采用影印、缩印或其它 复制手段保存论文。同时本人保证，毕业后结合学位论文研究课题再攥写的文章一律署名单 位为西安电子科技大学。 ( 保密的论文在解密后遵守此规定) 本学位论文属于保密，在一年解密后适用本授权书。 本人签名：殛丑亟亟日期垄竺2 ：纽 导师签名：亟l 逡日期奠1 ：! l 旦 第一章绪论 第一章绪论 电力作为最主要的能源形式之一，日益受到各个国家的高度重视。在大多数 发展中国家，电力供应的不足已成为制约国家经济发展的主要问题，以中国为例， 一直以来，低能源效率是中国在扩大工商业发展中面临的主要挑战之一，中国的 整体能源效率只有3 3 ，比其它发达国家低l o 个百分点，而每单位产值的能耗则高 达发达国家的两倍。2 0 0 4 年高峰时段电力供需缺口达2 0 0 0 万3 0 0 0 万千瓦，国 家电网为此拉闸限电1 0 0 多万次! 为了解决电力的供需矛盾，一种解决途径是兴建大规模的电厂，但这无疑会 带来大量的能源消耗，原因是有很多电气产品，因其内部阻抗的特性，使得其功 率因数非常低，结果是电厂花巨资提高的电力供应的能量，有相当一部分被这些 低效的电气产品白白浪费掉，在环保意识日益受到重视的绿色时代，提高能源的 利用效率变得越来越重要。因此另一种解决途径就是在产品的电源输入端加装功 率因数修正电路( p o w e rf a c t o rc o r r e c t i o nc i r c u i t ) 。 随着对电能质量的日趋重视，世界各国相继颁布了相关法规。规范标准的第 一个实施阶段主要是针对降低待机能耗( 低负载状态) 方面，美国从2 0 0 1 年7 月起 就规定政府机构不得购买待机功耗超过1 瓦的电器产品。而下一个阶段的任务就是 提高工作状态下电源的效率，中国已将提高能效和节省资源作为国家优先事项， 而且是政府的基本国策之一，2 0 0 5 年3 月1 日颁布了中国能源标签规范，旨在提高 设备的能源效率；欧洲政府颁布的法规e n 6 1 0 0 0 - 3 - 2 中规定了包括高达3 9 次谐波 在内的工频谐波的最大幅度，这适用于大多数输入功率为7 5w 或以上的电器。表 1 1 为e n 6 1 0 0 0 - 3 - 2 针对照明设备制定的功率因数指标( c 级) 。 表1 1e n 6 1 0 0 0 - 3 - 2 针对照明设备制定的功率因数指标( c 级) h a r m o n i co r d e l m a x i m u mp e r m i s s i b l eh a r m o n i cc u r r g n t n e x p r e s s e d a sa p e r c e n t a g eo f t h ei n p u t c u r r e n ta tt h ef u n d a m e n t a if r e q u e n c y 22 33 0 xp o w e rf a c t o r 4 l o 7 7 9 1 1 1 知璺9 5 ( o d dh a r m o n i c so n l y ) 3 0 1 5 ，0 1 5 n 在美国国家环保局“能源之星”( e n e r g ys t a r ) 计划以及中国中标认证中心 ( c e c p ) 的推动下，各种有关电源工作效率的新能效标准将要求电源厂商及其供 应商( 包括半导体供应商) 共同努力，提供能符合这些新要求的解决方案。在这 2一种无乘法器的c m o sp f c 控制电路 些趋势中，国际电工技术委员会i e c1 0 0 0 3 2 对功率因数校正( p f c ) 或降低谐波 电流的强制标准要求，是近年来电源结构方面最大的变化。随着所有设备的功率 不断增大，及降低谐波电流的标准的不断普及，正在从根本上改变电器设计的流 程，意味着今天家电的设计将会与以往显著不同，这使得电源设计成为极富挑战 性的工作，进而推动厂商必须采取功率因数校正措施，以增加抗干扰能力、减少 噪音辐射并增强电力线路利用率，这将大量使用p f c 预调器i c 。因此改善用电设备 的输入波形和p f 是当今国际电力电子学界研究的热点。在国内要使我国的用电设 备进入国际市场，做好这项工作亦势在必行。 1 1 论文研究方向 p f c 电路在提高电力电子装置网侧功率因数、降低电网谐波污染方面起着很重 要的作用。随着p f c 技术应用的普及，p f c 电路拓扑同渐成熟。关于p f c 控制系统 与控制策略的研究目前仍然十分活跃，这从侧面反映出该领域还有许多问题尚待 解决。 另外在产品的电源输入端加装功率因数修正电路，势必增加制造成本，这些 费用到最后一定会转嫁给消费者，因此厂商在节省成本的考量之下，通常会以低 价为重而不愿意让客户多花这些环保金，使得低能耗的产品不能顺利走向市场 统计表明，电力的大约1 5 消耗在各种照明设备上，随着荧光灯和高压气体放电灯 等新型高效电光源的使用，高频电子镇流器成为必不可少的配套装置。如果大量 的低功率因数的高频电子镇流器投入运行，那么将使整个照明供电系统的可靠性 大为降低，影响用电安全。为此为适应国内用电设备的不断普及，研发低成本的 p f c 变换器，变得越来越重要。 从近些年的发展看，b o o s t 型p f c 变换器因具有输入电流畸变小、效率高、拓 扑简单、控制容易、成本低、功率因数高等优点被认为是功率因数校正电路的首 选结构，应用极其广泛j 。 按照电感电流的导通方式，b o o s tp f c 电路分为三种类型：电流连续导通模式 ( c c m ) 、电流断续导通模式( d c m ) 和电流临界导通模式( c r m ) 。当b o o s tp f c 变换 器工作于电流断续导通模式( d c m ) 时，其丌关上的电压、电流应力较大，而且为 了保证高功率因数和低谐波畸变，输出电压一般较高，器件承受较大应力，这给 后级应用带来不便。而采用电流连续导通模式( c c m ) 时，需面临二极管的反向恢复 的问题，而且控制相对d c m 模式要复杂，不适用于小功率场合。临界导通模式则 介于连续模式和断续模式之间，综合性能最佳，具有功率因数高、功率开关管零 电流导通、功率二极管的损耗小、控制电路简单等优点1 2 1 。临界导电模式功率因数 校正技术正在逐步应用于中、小功率设备的功率因数校正环节中。 第一章绪论3 目前国内在小功率p f c 芯片的研发设计还处于起步阶段，已有的商业化产品也 集中在台湾公司，但是大部分台商都偏重于d c d c 领域，主要产品包括线性稳压 器、p w mi c 和功率m o s f e t ，而提供完整a c d c 电源l c 产品方案的i c 设计公司并 不多。大陆的公司目前只能效仿早期台商的模式，从低端的线性稳压器件切入电 源管理芯片市场，或是采用较落后的工艺反向设计。中国作为全球重要的家电生 产、消费和出口国，更是需要加大对电源技术的研发投入。基于以上目的，论文 重点讨论目前较为流行的i 晦界导通模式( c r m ) p f c 芯片的设计。 临界导通模式的p f c 芯片安照控制原理可分为两类，一类是使用乘法器来控制 输入电流的波形，这类芯片需要采样整流输入电流波形，并将其与输出电压误差 信号相乘，来得到一与整流输入电压同相的正弦波形，以此来控制开关管的导通 时间。另一类是不带乘法器而采用变频恒导通时间技术( c o n t r l e do n t i m e ) 来控制 功率m 0 s f e l 开关的导通时间，这类芯片与前一类芯片相比，由于去掉了乘法器， 开关管的导通时间只依靠输出电压误差信号来控制，并且在半个输入线电压周期 内，只要开关导通时闻恒定即可保证输入电流跟随输入电压的波形。由于模拟乘 法器的控制电路结构较复杂，对工艺精度要求高，而且外围器件数多，在小功率 应用场合，其成本较高。而不带乘法器的控制电路由于去掉了乘法器，降低了电 路的设计成本，同时简化了外围电路的器件数，进而可降低整体系统的功耗。因 此论文重点分析了变频恒导通时间技术的控制原理。 1 2 论文的主要工作与创新 在论文工作期问，作者查阅了大量有关c r m 工作模式p f c 控制器的相关资 料，以及内部环路设计的相关资料，较系统地研究了c r m 模式p f c 芯片的结构 和性能，在导师刘毅副教授的指导下，进行了微电路级的设计与仿真的研究工作， 有针对性地设计了一种无乘法器的c m o s 工艺的c r m 工作模式的p f c 控制芯片 a e l 3 8 4 6 。 目前国际上采用c r m 模式的p f c 芯片种类较多，多数都带有乘法器单元。 而不带乘法器单元的芯片设计原理近几年才开始逐渐受到重视，其产品正逐步趋 于成熟。目前传统的p f c 芯片都有相同的问题，即瞬态响应设计较难，常见的现 象是响应不计时，或是响应过冲。为此本文提出了一种全新的多矢量电压误差放 大器，在保证导通时间在线电压周期内保持恒定的同时，又能提高系统的瞬念响 应能力。另外还增加了总谐波失真优化电路，可使输入电流失真程度达到带有乘 法器单元芯片的t h d 标准。 4一种无乘法器的c m o sp f c 控制电路 1 3 论文的结构 第二章主要介绍了功率因数校正技术的相关概念和知识，以及相关电路设计 方法。具体包括以下几方面： 1 ) 分析功率因数低落的原因以及其造成的影响；探讨功率因数校正技术及原 理 2 ) 讨论几种基本的p f c 控制策略，包括c c m 、d c m 、b c m 的原理，以及 对应的拓扑结构。 3 ) 重点介绍临界导通模式的工作机理，及相关的数学理论。 4 ) 分析临界导通模式下输出纹波的产生原因和相关的计算方法，并以此为基 础介绍了电压控制环路的设计流程。分析了频率补偿的设计指标，提出了较为新 颖的误差放大器结构。 5 ) 分析了临界导通模式下总谐波失真的产生原因，提出了针对输入线电压零 交越处线电流失真的优化方法及电路设计构想。 第三章介绍所设计的芯片的内部结构和工作原理，并基于l 岫的高压c m o s 工艺模型，介绍了各个模块电路的设计方法与仿真结果。其中重点介绍了误差放 大器电路和总谐波失真优化电路的工作原理和设计过程。 第四章为结论与未来展望。针对目前的仿真结果，讨论了设计中存在的一些 问题，并提出了电路的改进方向。 第二章功率因数校正( p f c ) 设计基础 5 第二章功率因数校正( p f 8 ) 设计基础 2 1 功率因数的定义 电力公司经由供电系统送至用户端的电力( 市电) 是电压为1 0 0 1 1 0 v 或2 0 0 2 4 0 v ，频率5 0 6 0 h z 的交流电，而电气产品的负载阻抗有三种状况，包括电阻性、 电容性、和电感性，其中只有电阻性负载会消耗功率而产生如光、音或热等的能 源转换，而纯电容性或纯电感性负载只会储存能量并不会造成能量的消耗。图2 1 、 图2 2 、图2 3 分别为纯电阻性、纯电容性、纯电感性负载加上交流电压后的电压 ( 、，) 、电流( i ) 及功率( p ) 的电路简图和波形。 v v 1 0 5 o 5 1 0 纯电阻性负载的电路简图和波形 1 5 1 0 5 0 c 5 1 0 砝、 型邋 图2 2 纯电容性负载的电路简图和波形 6 一种无乘法器的c m o sp f c 控制电路 v 1 5 l o 5 o l - 5 1 0 p 忿燃。 w 价7 图2 3 纯 毡愿性负载阳电跆荷图利设彤 假设输入线电压的瞬时值为v s ( t ) 、线电流瞬时值为i s ( t ) 、周期为t ，则电压有 效值v 。为输入线电压的r l t i $ 均方根值，电流有效值k 为输入线电流的r l t i s 均方根 值，数学公式分别为： 圪= 手r 谚( ，) 讲 ( 2 1 ) l = ；r o ) 破 ( 2 2 ) 电力消耗的有效输入功率为电压有效值v 。和电流有效值l s 的乘积， s m ： = 匕i s 而在一个周期内，电源所作的功为 矽= r v ，( f ) f ，( f ) 出 其平均输入功率为 称为视在功率 ( 2 3 ) ( 2 4 ) 圪= ；r ( f ) ( f ) 班 ( 2 5 ) 平均功率又称为有功功率。由图2 1 ，2 2 、2 3 可知，只有加在电阻性负载上的电 源是作实功，而纯电容性或纯电感性负载只储存能量而不消耗能量。在实际中不 同的电气产品其负载状况各不相同，如传统电锅、电暖炉等为纯电阻性负载，马 达、洗衣机等一般近似为电阻性加上电感性负载，目光灯的负载状况在启动和稳 定状态下都不一样。因此对于实际的电气产品，其输入电压和电流的相位夹角会 在0 9 0 0 之间，该夹角直接影响了负载对能量的消耗和储存的状况。因此假设输 1 m w l 一 7 一 专 一 厂南l 第二章功率冈数校正( p f c ) 设计基础 7 入电压k ( t ) 为一纯正弦波，平均功率p i i l 又可写为： 只= 亭f 玩s i n ( 耐) 弘s i n ( 硝一印西 ( 2 6 ) = e l e o s o 因为只有基波电流成分i s l 能产生平均输出功率，而其他谐波成分对平均功率并无 贡献，所以( 2 呦式又可写为： 兄= e l c o s o ( 2 - 7 ) 其中0 为v s ( t ) 和i 鼬) 的相位夹角，反映了主动式功率因数校正器的输入电抗的大小， 任何像是电感或电容的电抗都会造成输入电流相对于输入电压的相位改变。c o so 称为位移因数，其值介于o 1 之问，反映了电流对负载作实功的状况。即输入电 压与电流的夹角越小则电流对负载作的实功越接近电源所作的功，而输入电压与 电流的夹角越大，则电流对负载作的实功越小。 由此得出功率因数( p o w e rf a c t o r , 简称p f ) 的定义： p f = 妾寺一c o s s mi | 、 ? ，= i n l ( 2 - 9 ) 式中y 定义为电流失真因数，反映出主动式功率因数校正器输入阻抗中的非线性 成分任何输入阻抗的变动( 表现为输入电压的函数形式) ，都会造成输入电流的 谐波失真。谐波失真将会造成输入电流均方根值的增加，但不会增加输入豹功率， 即系统需要输入较高的电流但总的功率却很低。 由( 2 _ 8 ) 式可以得知p f 值的大小完全决定于输入线电流是否与线电压同相位， 以及其波形是否为正弦波。即功率因数为位移因数与失真因数的乘积。 以单相全波二极管桥式整流器为例，如图2 4 。这种全波整流器使用四个二极 管，二极桥式整流电路若单纯整流面不虑波，理论上其功率因数为l ，面负载端的 输出电压纹波与功率变化会很大。实际电路并不太可能使用这样的结构。所以为 了降低输出电压的纹波大小，一般会在直流侧的输出端增加一个滤波电容c ，但是 结果会使输入电流发生畸变，其各节点的波形如图2 5 所示。 在没有滤波电容c 的情况下，正弦波交流电输入全桥整流后得到如图2 5 所示v 。的波形。 么= i s i n n 町f = i 2 s i n 叫 ( 2 - 1 0 ) 其中v 面为输入交流信号v s 的瞬时电压峰值。 8一种无乘法器的c m o sp f c 控制电路 、- f 嚣 图2 4 桥式整流滤波电路 图2 5 桥式整流滤波电路各点电压与电流波形 第二章功率因数校i e o f c ) 设计基础 9 而经过滤波电容c 的储存电荷作用后，会得到近似稳定的直流电压波形v 。， 在v o 波形上的时段a ( 阴影部分) v ov r c c ，此即表示v 蛔点有电流j 流过v 。点至负 载同时对电容c 充电以保持住电压，而该电流正是砜的输入电流i 。而在时段b ， v o 点电压由于有电容维持，在接近峰值电压点后即因为负载的消耗功率而缓慢下 降，但是此时的v o 电压仍高于v 。，因此此时v 。的电流j = o ，相应的v s 的输入 电流i = o 。由此可知，v | 的输入电压供应只会在v 。为峰值的附近( 时段a ) 时才会 有电流，使电流波形为脉冲状，这种功因是不良的【3 1 1 4 1 ，有两种情况会使功因更糟。 第一种情况是负载加重时，由于输入端必须提高功率，在时段b 内电流j = 0 ，则表 示在时段a 处，电流l 的峰值必须增加，迫使桥式整流器的耐电流能力也必须增 加，才不被烧毁。第二种情况是在电容c 加大时，电容的放电速度较慢，时段b 会增长而时段a 会变短，显然电流的峰值必须增加很多才会符合所传递的功率值， 使得全桥整流器之后再加滤波电容而得到的直流电压产生很多缺点。 图2 ，6 为桥式整流滤波电路瞬时功率的波形。由图可看出瞬时功率的峰值相 当高，表示电力供应系统必须提供相当高的功率以备使用，然而如果电流波形如 图2 6 灰线所示，则瞬时功率就不会过高，电力供应系统也就无需提供过高的瞬 时功率，对于电力品质的提升有很大的帮助。另外这种脉冲状的电流波形其各次 谐波的幅度较大，如图2 7 ，基波以1 0 0 的参考幅度显示，而高次谐波的幅度则 显示为基波幅度的百分比，由于波形对称几乎没有偶次谐波。经由傅立叶分析， v p 一、，。 一。二二乡 。爪。，i ， ；# ， ；t 图2 6 桥式整流滤波电路的输入电压，电流及瞬时功率波形 1 0一种无乘法器的c m o sp f c 控制电路 瞳| 1 1 i 二二： 图2 7 桥式整流滤波电路输入电流谐波成份 输入电流i s 可以用基波加上其他各次谐波成分来表示，由此可以量化输入线电流 波形失真的程度： 卜f 事 l m = 厩= 辱 其波形失真的指标为总谐波失真( t o t a lh a r r o n i cd i s t o r t i o n , t h d ) ，定义如下： 册：丛：巫互 l | tl 由式( 2 8 ) 、( 2 - 1 1 ) 、( 2 1 2 ) 、( 2 - 1 3 ) 整理可得p f 的另一种计算公式； p f 2 丽1 妒 ( 2 - 1 1 ) ( 2 1 2 ) ( 2 一1 3 ) ( 2 1 4 ) 这也是功率因数与谐波消减的关系。可见，功率因数由输入电流的波形畸变因数 ( y ) 、基波电压和基波电流的相移因数( c o s0 ) 共同决定c o s0 越低，表示设备的 无功功率越大，设备利用率越低，导线和变压器绕组的损耗越大。y 值越小，表 示设备的输入电流谐波分量越大，越容易造成输入电流波形畸变 对电网产生污染， 严重时，对于三相四线制供电，还会造成中线电位偏移，致使用电设备损坏。所 以，要保证电源的功率因数高，除了减少输入电流的谐波分量外，还得保证输入 电流的波形与电压同相，即输入也为正旋半波。即要提高功率因数，有两个途径： ( 1 ) 使输入电压、输入电流同相位，也就是使0 = o ，使相移因数c 0 80 = 1 ； ( 2 ) 使输入电流正弦化，即l s = - i 。l ( 谐波为零) ，从而电流失真因数y = l ； 驰 硒 蚶 狮 第二章功率风数校i e ( p f c ) 设计基础 2 2 功率因数修正电路分类 功率因数校正电路( p f cc i r c u i t s ) 主要分为无源功率因数校正和有源功率因数 校正两种。无源功率因数校正又称为被动式功率因数校1 正( p e s s i v ep o w e rf a c t o r c o 圩e o o r ) ，该电路是使用被动元件组成的电路架构来改善功因值，其中的被动元 件包括了电阻、电容、电感、变压器等元件，此类的功因修正电路虽然结构简单， 但电感与电容的体积与重量过大，且价格昂贵，功率因数最高仅0 9 5 左右，改善效 果有限1 5 l ，此外无法根据输入电压或负载的变化调节直流链电压。在现今的研究方 向中，被动式功因校正电路已非主流。 而有源功率因数校正又称为主动式功率因数校正( a c t i v ep o w e rf a c t o r c o 玎e c t o r ，a p f c ) ，由储能元件、切换开关器件及控制电路组成，它利用主动元件， 采用高频切换技术来控制开关切换的时机，同时检测输入和输出电压，并根据负 载的需求，使储能电感进行能量的储存与释放，以改变输入功率和输入电流波形。 利用适当的控制电路，可精确地控制输入电流的波形及大小，使称为高频的脉冲 波形，其包络线或平均值能追随交流电源电压波形，并保持同相位，以达到提升 功因值的目的。现在a p f c 技术已经广泛应用于a c d c 开关电源，交流不间断电源 ( u p s ) ，荧光灯电子镇流器及其它电子仪器中 有源功率因数校正技术可以分为很多种：按控制方法划分，可以分为p w m 控 制、p f m 控制、单环电压反馈控制、双环电流模式控制、单周期控制、滑模控制 以及数字式控制等。在电流控制模式中，又可分为：峰值电流型、滞环电流型、 平均电流型。除此之外，有源功率因数校正技术还包括磁放大p f c 技术、三电平p f c 技术以及非连续电容电压模式( d c v m ) p f c 技术。 根据储能电感与开关的相对位置，a p f c 电路的拓扑结构可分为升压式 ( b o o s t ) 、降压式( b u c k ) 1 1 7 1 、降升压式( b u c k - b o o s t ) 2 0 1 、邱克式( c u k ) 【1 5 】、s e p i c 式”1 及z e t a 式1 6 1 六种类型，其电路结构如图2 8 所示。 奉 只再 夤 载 1 2 一种无乘法器的c m o sp f c 控制电路 珲当 负 丰 + s j 一 截 b b u c k 丰 二s 料 负 载 c b u c k - b o o s t u u 1 i2?舱l 一 负 ， 奉 一s 卜 d 1 丰玩 崴 一 l + d c u k i + zl ( ：料簟 负 ， 丰 一s 卜 载 - e s e p i e r + 一尹 l ：罂簪 负 s 丰 三j 矧 d j 载 - z e t a 图2 8 常用的功因修正拓扑结构 目前b o o s t 型结构使用最为广泛1 1 4 1 ，主要是它具有以下的优点； 1 所需的外围元件最少，成本最低。 第二章功率因数校正t p f c ) 设计基础 1 3 2 其电感是置于桥式整流器和开关元件之问，降低了d i d t ，从而减少了输入端的 噪声。 3 其开关元件是源极接地的，较容易驱动。 4 升压电感也作为滤波器，具有抑制r f i 和e m i 噪声的作用。 图2 8a 是b o o s t 型所采用的电路架构，其转换器部分主要由功率二极管所组成的 桥式整流电路。串接一升压电感l ，经由适当的控制功率开关q ，以调整输出直流 电压v d c 的大小，并使输入电流自动追随输入电压称为同相位，进而达到高功率因 数的要求。 按照电感电流的导通方式。b o o s tp f c 电路分为三种类型：c c m 电流连续导 通模式( c o n t i n u o u sc o n d u c t i o nm o d e ) 、d c m 电流断续导通模式( d i s c o n t i n u o u s c o n d u c t i o nm o d e ) 和c r m 电流临界导通模式( c r i t i c a lc o n d u c t i o nm o d e ) 。图2 9 是 采用这三神不同控制策略时输入电流包络线的差异。其中电流临界导通模式又称 作瞬态模式( t r a n s i t i o nm o d e ) 或临界模式( b o u n d a r ym o d e ) ，该模式实际上是c c m 的极限情况，其功率级公式和传输函数与c c m 是一样的。不同的只是控制方法。 从噬噬睑 a d c mb c r mc c c m 图2 9 不i 司控制策略下的输入电流波形 c c m 模式适合较大功率变换场合，一般输出功率在5 0 0 瓦以上，它需要较大 的储能电感，同时因存在二极管d 的反向恢复问题而影响了电路效率的提高。当 b o o s tp f c 运行于d c m 模式时电感量较小，但是开关管s 和二极管d 的最大电流 峰值很高，同样限制了电路效率的提高。d c m 模式和c r m 模式都适合较小功率 变换场合，一般输出功率小于3 0 0 瓦，而c r m 由于变换频率相对较高，在小功率 场合应用最广 8 1 9 1 1 伽1 11 1 1 1 2 】。另外，由于开关是在电流为零时开通的，因此p f c 的 开关损耗大为减少；同时此时二极管d 的电流已经为零，所以该二极管的反向恢 复闯题也得到解决，使用普通的二极管既可，减小了系统成本m 。 1 4一种无乘法器的c m o sp f c 控制电路 2 3i 临界导通模式原理及控制方法 2 3 1b o o s t 型a p f c 工作原理 b o o s t 升压型电路的定义是由于由于该电路为低压输入得到高压输出，它有两 种工作模式： 模式i ： 功率开关q 导通时，二极管d 反偏，构成的等效电路如图2 1 0 ，转换器将形 成两个独立的回路。回路1 是输入电源v s 对升压电感l 储能；回路2 则是由输出 电容c 。与负载组成，此时由于输出电容要将原先所储存的能量提供给负载以维持 输出电压v 。，所以c 。一般选得足够大，以使在该时段向负载供电时其电压降低能 满足要求。由于l 上的电流等于流过开关管q 的电流，所以 d _ l l ：丝：1 4 互v , s i n c o t ( 2 1 5 ) 上 图2 1 0 开管q 导通时的等效电路 模式i i ： 当功率开关q 截止时，由于电感电流不能突变，升压电感l 的电压极性颠倒， 其等效电路如图2 1 1 所示，l 异名端电压相对同名端为正，则二极管d 的p 端电 压为电感电压加上输入电压，使d 正向导通此时输入电源v s 及储存于升压电感l 中的能量，一起对输出电容c 。充电，使c 。两端电压高于v 。并提供能量给负载。 此时l 上的电流等于二极管上的电流，由于输出电压v o 大于整流输入电压v 。， 所以电感电流的上升斜率是负值。 盟：出竺竺型二垦 ( 2 - 1 6 ) 品 乞 第二章功率因数校正( p f c ) 设计基础 d 图2 1 1 功率开关q 截止时的等效电路 2 3 。2 临界导通模式工作原理 在i 临界导通模式下，开关q 导通的时机是流经电感l 的电流减少到0 的瞬间，该 时机的掌握是依靠在电感l 的磁心上藕合一个辅助线圈，通过它检测电感电流的过 零电来实现的。根据开关q 关断的时机不同，其控制策略分为两种，一种是电流模 控制，在这种模式下，开关q 的关断时机是当电感电流上升到某一参考点时，其原 理是，利用电阻分压器采样整流a c 线电压的信号，并将该信号与电压误差放大器 的输出电平相乘，得到整流正弦参考信号。同时在r 丌关q 导通时，利用开关电流感 应电阻采样开关电流的大小，并与前面所得到的正弦参考信号相比较，如果感应 电压超过参考信号则立即关断开关q 。而另一种控制策略是电压模控制，在这种模 式下，开关q 的关断时机为芯片内部一斜坡信号，该斜坡信号与电压误差放大器的 输出电平进行比较，从而确定开关q 的导通时间及关断时机。电压控制模式采用的 功率因数校正技术称为变频恒导通时间( c o n t r o l l e do n - t i m e ) 技术，即开关q 的导通 时间如果是恒定的值，则峰值电感电流就会与整流输入线电压成比例，其输入电 流波形自动跟随输入电压的正弦波形，以此获得高功率因数。图2 ，1 2 所示为在临 界导通模式下导通时间恒定情况下的电感中的电流波形与开关的关系。 由于电压控制模式相对于电流控制模式来讲，其控制电路相对要简单，不需 要复杂而精确度乘除法器电路，而斜坡信号产生电路采用一般的电容充放电电路 就能满足要求。另外电压控制模式简化了外围电路的器件数量，一方面减少了系 统开发的成本，另一方面由于没有采样电路而降低了整体的功耗，这在低功率应 用场合更有优势，下面讲具体分析和介绍变频恒导通时间( c o n t r o l l e do n t i m e ) 技 术。 通常，开关频率远远高于输入交流电压的频率，因此可以近似认为在一个开 关周期内输入电压保持不变：另外，在系统设计当中一般输出端电容取得比较大， 因此可以近似认为输出电压恒定不变。 1 6 一种无乘法器的c m o sp f c 控制电路 c o t l s t a t t t0 t l - u n l e & v a r i a b l e0 f f - t i m e 图2 1 2 临界导通模式的电感电流波形 在一个开关周期内电感l 上的充电时i 剐1 帆和放电时间1 k 均由伏秒平衡原理 决定，即 乙= ( 一) ( 2 - 1 7 ) 流过电感l 的瞬时峰值电流i p k ( t ) 为【2 1 l ： k ( r ) ：叠譬( 2 - 1 8 )k ( r ) = 二盟兰等= 竺 因为处在临界导通模式，在一个开关周期内流过电感l 的瞬时平均电流l a v ( t ) 为： 枷) l ：丁( t ) x ( t o + t o g ) = 竽( 2 - 1 9 )z x i2 在一个开关周期内的平均输入功率p 。( t ) 为： 只妒厄s i n f 曰t 。l 舻堕氅墼( 2 - 2 0 ) 则在半个输入交流电压周期内输入的能量w 两为； = n 府= f 塑半监拟) = 簪= 警( 2 捌) 式中t 为输入交流电压的周期。 而在半个工频周期内负载所消耗的能量w 。为： 睨= 警 ( 2 - 2 2 ) 式中r l 为负载，忽略p f c 电路的损耗，根据能量守恒定律有： =彤(2-23夕 根据式( 2 2 1 ) 、( 2 - 2 2 ) 、( 2 - 2 3 ) 有； 第二章功率因数校正( p f c ) 设计基础1 7 圪= 矿。 v 匾4 l l = 髻 同理用与t o , 相似的处理方法，有； = 丽丽4 l v g ( 2 - 2 4 ) ( 2 - 2 5 ) ( 2 - 2 6 ) 由式( 2 2 4 ) 可见，可以采用改变开关q 的导通时问1 伽来调节输出电压，在构成 闭环负反馈系统后，可以基于这个原理获得满足设计要求指标的稳定的输出电压 由式( 2 - 2 5 ) 知，当负载加重时，输入电流增大，即输入功率增大，导通时间变长， 如果最大负载电流是最小负载电流的m 倍，则导通时间1 伽也将变化m 倍。由式( 2 2 6 ) 可见，由于v m 是输入电压的振幅，在不同时刻其值是变化的，所以在定负载条 件下，关断时间随时问变化而变化，在输入电压过零处t o f f 为零，而在冗，2 时t o h 最 大。即开关频率在输入电压过零时最高= 1 ，而最低频率为 f m i n ；l 厂r 。产1 ( t o n + t o 曲。在电网一个输入周期内的开关频率比为： c=f。t女(2-27) 如果综合考虑负载由轻载变化到满载，则最高频率与最低频率之比m c 是很大的。 由此可见，这种工作模式适用于5 0 0 w 以下固定负载或负载变化范围不大的场合。 由于输入电流平均值与电感电流平均值在电路上是串联的，所以输入电流瞬 时平均值l i 。( t ) 与电感电流瞬时平均值i a v ( t ) 相等。所以式( 2 1 9 ) 变为： ) = 啪) = 三耻) = 警( 2 - 2 8 ) 由式( 2 1 8 ) 可见瞬态输入电流与瞬态输入电压成正比，当导通时间l 和电感值一定 时，输入电流波形将自动跟随输入电压正弦波波形，达到功率因数校正目的，而 且将电感电流峰值限制在平均值的两倍p i 。 由于存在电感磁心的损失、开关的导通损失和开关损耗等因素，对于实际的 p f c 电路，假设其效率为t l ，式( 2 - 2 3 ) ( 2 - 2 4 ) ( 2 2 5 ) 修正为： ，7 既= 呒( 2 - 2 3 - 1 ) 圪= 警 渊- 1 ) t 。, = 玎4 l v 瓦2 ( 2 捌) 1 8一种无乘法器的c m o sp f c 控制电路 2 3 3 临界导通模式基本电路结构 因为临界导通模式可看作是连续导通模式的一种极限特例， 个开关周期内的输入输出电压的关系式“8 ： 矿： 2 v , s i n o t 1 l d 所以容易得到一 ( 2 2 9 ) 有源功率因数校正的输出电压一般要求为恒定的值，而输入电压却是按正弦 规律变化的。r n 2 - 2 9 ) 可以得出： 。= 1 一t d 2 v j s i n o j t ( 2 删) 所以临界导通模式b o o s t 电路必须工作在变占空比的状态。目前临界导通模式有 三种控制方式：恒频变占空比、变频恒导通时间、变频变导通时间。 由式( 2 - 2 6 ) 可以看出，如果1 k 是恒定的值，那么输入电流可以自动地跟随输入 电压，不存在相位差。所以变频恒导通时间( c o n t r o l l e do n - t i m e ) 的控制方式最简单， 电路设计最容易。图2 1 3 所示为变频恒导通时间控制电路基本模块。 z e r o 图2 1 3 变频恒导通时阅控制电路基本模块 其中误差放大器监控p f c 调节器的输出电压，并与内部参考电压比较，其误差 信号输出与一锯齿波比较来得到导通时间。补偿网路一般将误差放大器的带宽限 定在2 0 h z 以下，目的是在半个输入周期内维持导通时间为常数，其原因会在2 3 4 节分析。p w m 比较器的输出会触发一l a t c h 电路，并驱动图腾柱输出关断外部功 率m o s f e t 。当m o s f e t 关断后，零电流比较器会检测辅助绕组的电流并在