（电路与系统专业论文）低温度系数高电源抑制的基准源设计与应用.pdf

摘要 摘要 基准源作为电压输出电路，其主要作用是给集成电路提供电压基准与偏置； 降低集成电路的温漂效应；提高电路的电源电压抑制性能等。随着电路精度的提 高，对于基准源的要求也日益提高。为了能达到现代系统的要求，本文设计了低 温度系数，高电源电压抑制的基准源。在此基础上，讨论了基准源的三种应用电 路，并给出了电路的设计。 为了达到较低的温度系数和较大的电源电压抑制比，本文首先基于普遍使用 的经典带隙基准源结构，详细分析了电路的各个指标原理，得出了电路的各个指 标与电路结构，以及器件参数的关系表达式，为电路设计提供了基础。同时，为 了抑制电路中非理想因素对电路的影响，分析了这些因素对电路的作用，并提出 了抑制非理想因素的器件设计与电路参数设计方案。 在对电路详细分析的基础上，基于经典带隙基准源结构，本文随后设计了低 温度系数，高电源电压抑制的基准源。为了得到低温度系数，对于双极型晶体管 的发射结电压的非线性温度项进行了曲率补偿，消除了改非线性项对于电路性能 的影响，使得基准源温度系数降低至0 6 8 p p m 。c 。通过预电压调整器，在电路面 积增加较少的情况下将电路的电源电压抑制比提高了6 0 d b ，达到1 3 0 d b 。同时， 通过偏置自举的运算放大器的设计，减小了运放输入失调对于电路的影响。为了 抑制电路的噪声以及电源的高频噪声的影响，在基准源输出端接入一个较大的旁 路电容，使得电路的输出噪声r m s 值减至1 0 9 v r m s 。 本文还设计了三个基准源的应用电路：低压降电压调整器，温度传感器以及 输出缓冲器。在电源调整器中，使用缓冲级降低了调整器的输出瞬时过冲，使其 低于4 0 m v 。温度传感器中应用了反向的w i l d e r 电流镜，其线性度提高到0 4 7 f s 。在输出缓冲器中应用了多级电路结构，有效提高了跨导，使其达到应用要求。 本文电路基于b i c m o s 工艺，通过流片测试得到了电路的实际性能接近于设 计指标，同时反映了一些设计版图时存在的问题，并提出了改进方案。 关键词：带隙基准，曲率补偿，温度系数，电源电压抑制，b i c m o s a b s t r a c t a sav o r a g eo u t p u tc i r c u i t r y , r e f e r n c e sp r o v i d eb i a sv o l t a g e sf o ri n t e g r a t e dc i r c u i t s ； d e c r e a s ec i r c u i t s ，t e m p e r a t u r ed r i f t ；p r o m o t ep o w e rs u p p l yr e j e c t i o no fc i r c u i t s w i t ht h e i n c r e a s i n ga c c u r a c yo fi n t e g r a t e dc i r c u i t s ，t h ep e r f o r m a n c er e q u i r e m e n t so f ar e f e r e n c e a r eb e c o m i n gh i g h e r t oa c h i e v et h en e e d so fm o d e r ns y s t e m s ，ar e f e r e n c ew i t hl o w t e m p e r a t u r ec o e f f i c i e n ta n dh i g hp o w e rs u p p l yr e j e c t i o ni sd e s i g n e di nt h i sp a p e r b a s e d o nt h er e f e r e n c e ，3k i n d so fa p p l i c a t i o nc i r c u i t sa r ea l s od e s i g n e di nt h i sp a p e r ho r d e rt oa c h i e v el o wt e m p e r a t u r ec o e f f i c i e n ta n dh i g hp o w e rs u p p l yr e j e c f i o n ，a c l a s s i cr e f e r e n c et o p o l o g yi sa n a l y z e di nd e t a i lf i r s t l y , a n dt h ee x p r e s s i o nt h a tc o n n e c t s t h ed e v i c ep e r i m e t e ra n ds y s t e ms p e c i f i c a t i o ni so b t a i n e d t os e r v ef o rt h ed e s i g n i n g t o r e d u c et h ei n f l u e n c eo fc i r c u i tn o n i d e a l i t i e s ，ad e t a i l e da n a l y s i si sa l s op e r f o r m e da n d t h es t r a t e g i e so fd e v i c e sa n dc i r c u i t s d e s i g n t od i m i n i s ht h ee f f e c to fc i r c u i t n o n i d e a l i t i e sa r ep r o p o s e d s e c o n d l b a s e do nt h ec l a s s i cr e f e r e n c et o p o l o g ya n d d e t a i l e da n a l y s i st o w a r d si t ， al o wt e m p e r a t u r ec o e f f i c i e n tr e f e r e n c ew i t hh i 曲p o w e rs u p p l yr e j e c t i o ni si n t r o d u c e d ac u r v a t u r ec o m p e n s a t i o na g a i n s tt h en o n l i n e a rt e m p e r a t u r ed e p e n d e n c e o ft h e b a s e - 锄i t t e rj u n c t i o nv o l t a g ei sp e r f o r m e d ，a n dt h et e m p e r a t u r e c o e f f i c i e n to ft h e r e f e r e n c ed e c r e a s e st oa sl o wa s0 6 8 p p m * c ap r e r e g u l a t o rw i t hs i m p l et o p o l o g yl s d e s i g n e da n dw i t ht h eh e l po fi t ，t h ep o w e rs u p p l yr e j e c t i o nr a t i o i s13 0 d b ，w i t ha n i m p r o v e m e n to f6 0 d b as e l fb i a s e do p e r a t i o n a la m p l i f i e ri sp r o p o s e dw i t hr e d u c e d i n p u to f f s e t t os u p p r e s st h ec i r c u i tn o i s ea n dm 曲f r e q u e n c ys u p p l yr l o l s e ，al a r g e b y p a s sc a p a c i t o ri su s e d ，a n dt h eo u t p u tr e f e r r e dn o i s ei sr e d u c e d t o10 p v r m s - t h r e ek i n d so fa p p l i c a t i o no fr e f e r e n c ea r ea l s oi n t r o d u c e di nt h i sp a p e r ：t h el o w d r o p o u tr e g u l a t o r , t h et e m p e r a t u r es e n s o ra n dt h eo u t p u tb u f f e r t od e c r e a s et h eo u p u f o v e r s h o o to ft h er e g u l a t o r , ab u f f e ri si n c o r p o r a t e d ，w h i c hr e s u l t si na no v e r s h o o tl e s s t h e4 0 m var e v e r s ew i l d e rc u r r e n tm i r r o ri su s e dt oi m p r o v et h el i n e a r i t yo ft h e t e m l z e r a t u r es e n s o r t h es i m u l a t e dl i n e a r i t yi s0 4 7 o f s t og e t al a r g et r a n s c o n d u c t a n c e ， am u l t i s t a g et o p o l o g yi si n c o r p o r a t e d 1 i a b s t r a c t t h ec i r c u i t sa r ed e s i g n e di nab i c m o st e c h n o l o g y t h et e s tr e s u l t ss h o wag o o d c o i n c i d e n c ew i t ht h es i m u l a t i o nr e s u l t s t h et e s tr e s u l t sa l s om a n i f e s tt h a td e f e c t s e x i s t e di nt h el a y o u td e s i g n k e y w o r d s ：b a n d g a p ，c u r v a t u r ec o m p e n s a t i o n ，t e m p e r a t u r ec o e f f i c i e n t ，p o w e rs u p p l y r e j e c t i o n ，b i c m o s i i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工 作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地 方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含 为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。 与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明 确的说明并表示谢意。 论文使用授权 芦1 0 年5 月叫日 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：经丝垒导师签名： 日期：矽阳年f 月纠日 第一章引言 第一章引言弟一旱，i 商 集成电路是典型的知识密集型、技术密集型、资本密集和人才密集型的高科 技产业。近几年，中国集成电路产业取得了飞速发展。中国集成电路产业已经成 为全球半导体产业关注的焦点，即使在全球半导体产业陷入有史以来程度最严重 的低迷阶段时，中国集成电路市场仍保持了两位数的年增长率，凭借巨大的市场 需求、较低的生产成本、丰富的人力资源，以及经济的稳定发展和宽松的政策环 境等众多优势条件，以京滓唐地区、长江三角洲地区和珠江三角洲地区为代表的 产业基地迅速发展壮大，制造业、设计业和封装业等集成电路产业各环节逐步完 差f l 】 口 o 2 0 0 9 年中国集成电路产业规模达到1 3 0 0 亿元，同比增长5 ，集成电路市场销 售额为5 6 2 3 7 亿元，同比增长1 8 6 。而计算机类、消费类、网络通信类三大领域 占中国集成电路市场的8 8 1 。 中国集成电路产业未来仍将保持稳定较快增长的势头。预计2 0 0 8 2 0 1 2 年这5 年间，中国集成电路产业整体销售收入的年均复合增长率将达到2 3 4 。届时中国 将成为世界重要的集成电路制造基地之一。信息技术的快速发展，新应用领域的 出现如3 g 移动通信、高清数字音视频产品、智能家庭网络、下一代互联网、信息 安全产品、智能卡和电子标签、汽车电子等的需求将形成集成电路新的经济增长 点。 1 1 基准源在集成电路中的作用 随着电子系统的集成度的不断提高，几乎所有的集成电路中都需要一个精确 的片上基准源来提供偏置电压以保证芯片的性能。基准源的主要作用为为集成电 路提供电压基准与偏执；降低集成电路的温漂效应；提高继承电路的电源电压抑 制性能等。如在模数转换电路a d 7 7 3 8 中【2 1 ，基准源将提供芯片工作的偏执电压与 电流，同时，基准源将提供数模转换器的参考电压。因此，基准源的性能好坏将 直接影响模数转换电路a d 7 7 3 8 的线性度，温漂性能以及噪声性能。又如，在线性 低压降电压调整器a d p l 5 0 中【3 j ，芯片的输出电压正比于基准源输出电压值，因此， 基准源决定了该芯片电源电压抑制性能；同时，基准源的输出噪声将成比例的出 电子科技大学硕士学位论文 现在芯片的输出端。因此基准源是集成电路中不可缺少的重要模块，它的性能很 大程度上决定了芯片的系统性能。 1 2 基本基准源电路 1 2 1 齐纳二极管实现基准源 一个零阶的基准源如图1 1 所示，图1 1 中利用了一个齐纳击穿的二极管。 v 耐 图1 - 1 采用齐纳二极管实现基准源 当图1 1 中的二极管处于齐纳击穿时，其输出电压为直流，不受电流影响。因 此该节点的等效阻抗很小，大约为1 0 f 2 到3 0 0 f 2 。该节点的电压约为5 5 v 8 5 v ， 其温漂大约为+ 1 5 m v c 到+ 5 m y * c 之间。为抵消这个温漂，可在该二极管上串 联一个负温度系数的器件，如负温度系数的电阻。由于齐纳二极管的击穿电压较 高，因此作为基准源不能应用在低电源电压的环境中。 1 2 2 带隙基准源 带隙基准源是集成电路中最常用的基准源电路【5 】- 【8 1 。带隙基准源的工作原理为 在正温度系数的电压上叠加上一个负温度系数的电压，使得两个电压的温度系数 相互抵消，从而使得电路的输出与温度无关。工作在有源区的双极型晶体管的基 极一发射极电压时随温度升高而下降的，因此拥有负温度系数( c t a t ) ；同时， 两个不同集电极电流密度的双极型晶体管的基极发射极电压之差随温度升高而增 大，因此其拥有正温度系数( p t a t ) 。基本的带隙基准源通过叠加上述p t a t 电 压和c t a t 电压来产生基准电压，如图1 2 。由于c t a t 电压中与温度无关的量为硅 元素的带隙电压，因此，电路的输出电压值接近于1 2 v ，也即硅元素的带隙电压。 带隙基准源也因此而得名。 图1 2 中，两个双极型晶体管的集电极电流相同，但是其发射结面积不同( 为 c ：1 ) ，因而在电阻上产生p t a t 电压a v b e 。输出电压e f 由p t a t 电压与c t a t 电 压叠加形成。 2 第一章引言 图1 - 2 基本带隙基准源的原理 在所有的带隙基准源电路中，b r o k a w 单元为最基本的电路结构【5 1 ，其电路原 理图如图1 3 。 r l a l o r 3 r 4 酐 图1 3b r o k a w 单兀电路原理图 在图1 - 3 中，由于负反馈，a 点与b 点的电压相同，且电阻r l ，r 2 的阻值相同， 因此，晶体管t l ，t 2 有相同的集电极电流。同时，由于t 1 发射结面积是t 2 的1 0 倍， 因此在电阻r 3 上产生p t a t 电压a v b e 。因此，电阻r 4 上的电压同样为p t a t 电压， 其表达式为： 2 惫。巧，n 瓮= 卺巧，n 鲁 m ， 其中，a 。，a ：分别为晶体管t 1 ，t 2 的发射结面积。因此，电路的输出电压 电子科技大学硕士学位论文 能表示为： p = 2 + = 2 + 子l n l 0 ( 1 - 2 ) 儿3 其中，巧为热电压，在室温为2 7 c 时巧约为2 5 m v 。应注意，图1 3 所示的电 路存在另一个工作点即当电流，c ，i c ：为零时，电路的输出电压也为零，也就是 说，基准源工作在关闭状态。因此应设启动电路来启动基准源。启动电路的原理 是当基准源工作在关闭状态时，启动电路将在晶体管的集电极注入电流，使得基 准源离开关闭状态进入正常工作，此时，启动将被屏蔽以免影响电路的正常工作【7 1 。 1 3 基准源的主要性能指标 基准源的主要功能是产生准确、可靠的电压。因此，基准源的性能指标都基 本以电压误差占输出电压的比例来表示。这些误差中一部分是随机的，另一部分 与系统设计有关。它们都将影响基准源的直流特性与瞬时特性。这些影响分为短 时间内能观察到的和需要长时间才能观察出来的。一些误差将在后面的章节详细 介绍。在这里介绍一些基准源的主要误差，也即性能指标。 基准源的初始误差【4 】指由工艺，匹配，封装中随机因素所引起的基准源的d c 电压误差。由于引起误差的凶素的随机性，初始误差需通过大量样本的统计来得 到。它的定义是基准源输出电压的3 倍标准差( 3 0v a r i a t i o n ) 除以输出电压的均值： a ：3 c r ( v 胜r ) ( 1 3 ) ( ) 。 其中，历为初始误差。 在设计过程中，设计者通过对基准源电路进行蒙特卡洛仿真来决定需要对基 准源进行几位的微调( t r i m m i n g ) 以达到所要求的初始误差范围。在测试过程中， 样本应取自不同的硅棒以及不同的晶圆。测量初始误差的温度条件为室温( 2 7 c ) 。 基准源的温度系数是基准源最重要的指标之一，它的定义为当温度每变化一 度时，其输出电压的相对变化表现【8 】，一般我们将其表示为基准源输出电压受温度 影响所产生的误差与基准源输出电压之比。其表达式为： t 一t ， 1 t c = ：丝些 ：型 !(1-4) v n o r t h 嘞一t l w 。 其中，v m a x 为基准源随温度变化输出的最大值，v m m 为基准源随温度变化输出 4 第一章引言 的最小值，v n o r 为基准源在室温2 7 c 时的输出电压值，死恸为测试温度的最高值， w 为测试温度的最低值。b r o k a w 单元理论上的温度系数在1 5 2 0 p p r r d 。c 之间的值。 在集成电路的制造过程中，由于工艺参数的变化，器件的不匹配，以及封装过程 中的应力，将导致基准源温度系数与仿真结果产生偏差。因此在测试基准源温度 系数时，式( 1 4 ) 中的埘及玩删应采用所测试的所有样本得到的电压的最大值与最 小值。 基准源对于电源上干扰信号的抑制能力由线性调整率( l n r ) 与电源电压抑 制比( p s r r ) 来衡量。其中线性调整率为由电源变化引入的误差量，是直流量， 不包括纹波电压和瞬态电压的影响，它是基准源输出d c 电压a v r e f 与电源电压哳 之比；电源抑制比的定义是电源电压变化与设备的输出电压相应变化的比例，但 测试并不局限于直流( 零频率) ，它是指基准源输出的小信号电压v p , e f 与电源上 的小信号电压6 嗽比。线性调整率与电源电压抑制比的表达式分别由式( 1 5 ) ，( 1 6 ) 给出： l n r = ( 1 5 ) d c p s r r ：坐，塑f ( 1 - 6 ) d i 伽 式( 1 6 ) 中，伪信号频率。 基准源在电路系统中需要驱动一定的负载，因此，负载对于基准源输出精度 的影响非常重要。负载调整率( l d r ) 在本质上是稳压器的输出电阻，它是衡量 输出负载对于基准源的输出影响的重要因素，一般将它定义为基准源输出电压变 化量与负载电流变化量的比值： l d r = ( 1 - 7 ) d c 从式( 1 7 ) 中可以看出，负载调整率是基于电路的d c 值的来测量的。 随着便携式设备的普及，电路的功耗成为了一个越来越重要的性能指标。便 携式设备多由电池供电，而低功耗的电路对于提高电池的续航能力十分关键。这 就要求基准源工作在较低的电源电压下同时又较低的静态电流。其他影响基准源 精度的因素有：热滞后( 当基准源工作温度由2 7 c 变化到最大值或最小值，再回 至w j 2 7 时的输出电压的变化) ，长期漂移( 基准源工作较长时间后的输出电压漂 移) ，以及输出端噪声等。 电子科技大学硕士学位论文 1 4 片上系统( s o c ) 应用对于电路的影响 进入新世纪后，便携设备的需求开始呈现爆炸式增长：3 g 手机，个人数字助 理，平板电脑等应用开始普及。由于以上电子设备多是电池驱动，因此，为延长 电池寿命，电路功耗成为设计的重要制约。诸如d c d c 调整器，低压降线性调整 器及基准源等电路组成的电源管理模块在系统设计中的地位越来越重要。而市场 对系统的要求更趋于高集成度，诸如音频、视频、网络等小体积及低成本产品【9 】- 【】。 片上系统( s o c ) 就能满足以上的系统要求。它在单一芯片上集成了射频，模拟， 数字等功能的模块，能提供较高集成度，因而降低了片外器件的使用，进而降低 了系统的体积。片上系统能同时缩短产品开发的周期，故能有效地降低系统的成 本。但是由于其较高的集成度与复杂度，使其对电源管理模块以及基准源的设计 提出了更高的要求。由于s o c 芯片集成的电路较多且功能各异，要求基准源在不 影响精度的情况下尽量减小面积。在电路加工过程中，工艺偏差，封装以及器件 匹配将影响基准源的输出电压，因此，为了得到较高精度的基准源( 误差在1 以 内) ，往往需要在芯片上加入调整电路( t r i m m i n g ) 2 1 。但是在片上系统的应用中， 往往芯片上没有面积来放调整电路，这就对电路的设及提出了挑战。为了降低成 本，大多数s o c 芯片均采用标准c m o s 工艺来实现。而由于受工艺参数影响较大， 标准c m o s 实现的基准源在性能上不如在双极型工艺下实现的基准源。因此电路设 计工程师有时不得不在为设计数字电路优化的工艺上设计高性能的模拟电路，这 又增加了设计难度。另外，s o c 芯片上集成了数字与射频模块，这些模块能产生很 高的噪声，这些噪声将通过电源线耦合到模拟模块里。如数字开关所引入的噪声 将使得压控振荡器有较大的相位噪声【l3 】【1 4 】。因此s o c 芯片中基准源的要求具有很 高的电源电压抑制性能。如上所述，适应未来应用的基准源设计应具有以下特点： 高精度，低功耗 由于应用环境对于精度的要求越来越高，电路系统对于其使用的基准源的要 求也相应提高，如a d 7 3 3 8 2 1 ，就要求基准源的精度在1 以内。因此在设计基源时 不光要考虑电路原理图的设计，同时要对电路版图仔细设计，减小器件配对于电 路性能的影响。在提高电路精度的同时，应注意电路的低功耗是设计的一个重要 目标。而实现低功耗的通常手段是降低芯片的工作电压。因此，应尽量设计电路 使其能在低电压的情况下工作。 低噪声 作为电路的基准，决定了基准源应有很低的噪声电平( n o i s ef l o o r ) 。否则， 6 第一章引言 整个电路的信噪比都将受到影响。注意到基准源的输出为直流，因此，在设计基 准源时应尽量减小基准源的输出带宽以达到降低噪声的目的。为了抑制数字，射 频开关等电路的串扰，要求基准源能在较宽的频率范围内抑制电源上的噪声信号。 低零漂，低温漂 为了保证电路的长期工作稳定，应减小电源零漂对于电路的影响，因此基准 源的线性调整率应尽量小。除了电源的零漂，基准源还应减小自身的温漂。低温 漂是基准源的特性，但随着应用环境的发展，现有的基准源温漂已无法适应系统 的需求。因此，需要在经典的基准源电路上加以改进以使得基准源的温漂进一步 降低以适应系统的需求。 1 5 本文的目标 本文的目标在于设计一个高精度的基准源以使其满足未来系统对于基准源的 要求。要达到以上目的，本文在电路设计时强调了在电路性能，面积，功耗之间 进行合理折中。同时，为了降低温漂与提高电源电压抑制，本文在经典的电路基 础上引入了新的结构，使得基准源的温度稳定性和电源电压抑制性得到较大提高。 同时，本文还涉及到了基准源的应用：低压降电压调整器以及高精度温度传感器。 本文所设计的基准源，其工作的温度范围在5 5 到1 2 5 之间。通常的基准源 的温度系数都在1 0 p p m c 以上【1 5 】- 【博】，无法满足未来应用要求。而该设计由于引入 了新的结构，使得设计出来的温度系数达到了3 p p m c 以下。同时，为能够更好的 抑制电源上的串扰信号影响，本文还设计了大于9 0 d b 的电源电压抑制比；并且通 过降低基准源的输出噪声来优化整个电路的性能，本文设计出的基准源等效输出 噪声小于2 0 1 t v r m s 。表1 1 为所设计的基准源的具体参数。 表1 1 基准源的设计参数 温度系数t c 直流9 0 d b 线性调整率l n r 1 i t v v 噪声( 带宽为1 0 0 k h z ) 5 0 1 x v r l m s 输出电压v o u t 0 9 v v o u t lv 功耗 5 0 0 9 w 工作温度范围t 5 5 2 刊一 ( 5 - 6 ) 其中嘲，为m o s 的饱和源极漏极压降，一删为使得双极型器件不进入饱 4 l 万 面 j 如 q壶去 l l 一 罡 b 电子科技大学硕士学位论文 和区的集电极发射极的最小压降。通过式( 5 6 ) ，可得出误差放大器的共模输入范 围为( 一1 8 v ) 0 v 。这样的输入共模电压范围能够保证误差放大器在输入较低 的基准电压时仍能正常工作。 图5 2 中误差放大器的输出电压摆幅为： v d d 一唰 一删+ 。， ( 5 - 7 ) 从式( 5 - 7 ) 中可以看出误差放大器的输出电压范围为：( 屹一0 2 v ) 0 4 v ，因 而，通路器件的栅极电压的摆幅为( 一0 2 v ) o 4 v ，因此，通路器件能够充分 的打开或关闭。 2 开环增益 通过对图5 2 进行小信号分析，可以得出误差放大器的开环增益为【3 8 】： a v = g m 胁r 。( 5 - 8 ) 其中，彤折图5 2 中达林顿管的跨导，也即双极型器件q l 的跨导。而输出阻 抗尺。的表达式为： 如= 如。r d 。k r 口埘) r 脚。 ( 5 9 ) 从式( 5 8 ) ，( 5 - 9 ) 中可以看出：误差放大器的开环增益主要由输出对管的跨导 乘以m o s 管m 4 小信号电阻得到。由于若r 。过大将使得极点局的时间常数过大， 因此，极点尸2 将向低频移动，使系统的稳定性减小。因此，误差放大器的有源负 载( m ，m 。) 没有使用共源共栅的结构，因为共源共栅级联结构的输出阻抗过大。 可得出此时放大器增益约为6 0 d b 。 3 噪声 由于误差放大器的增益较大，而其后级电路的噪声都将被其抑制。因此误差 放大器的等效输入噪声是低压降线性调整器中最重要的噪声源，所以需要将其设 计得较小以免对系统参数造成影响，通过小信号分析，可以得出放大器的输入等 效噪声为： 露：垒盟垒警越 ( 5 - 1 0 ) 其中吃为达林顿管基极的等效噪声，吃。为晶体管q 6 基极的等效噪声，吃。 为m o s 管栅极的等效噪声。由于m o s 管尬上的电流通常较小，因此吃。彤乙。r ： 通常远小于前两项，所以在设计时主要考虑减小输入对管以及晶体管q 5 ，q 6 的噪 4 2 第五章基准源的应用 声。通过第二章的分析，双极型器件的冲击噪声电流与发射极电流成反比。因此， 应在满足功耗要求的前提下增加双极型晶体管的发射极电流。 4 共模抑制比 为了抑制电路中已有的噪声，要求误差放大器有较好的共模抑制性比。图5 2 中的误差放大器的共模增益为： 砒2 焉旨2 高蠢( 5 - 1 1 )1 + g m 加足昭1 + g 聊加足 其中足为尾电流源的等效小信号电阻。从式( 5 一l1 ) 可得，误差放大器的共模抑制比 为1 + 删加r 。为了提高该共模抑制比，应增加墨。因此，尾电流源采用了共源共 栅级联的结构。 5 1 3 输出缓冲级的设计 本文所采用的输出级的电路结构如图5 3 所示： 通路器件 图5 - 3 输出缓冲级电路原理图 图5 3 中电路的主要部分为m o s 管共漏组态的源极跟随器，本文又在源极跟 随器的基础上降低了输出阻抗，同时提高了输出电流。 为了能达到通路器件的输入摆幅要求，本文选择采用p m o s 管必来作为源极 跟随器，因此，缓冲级输出电压最大值为v d d 一，。，。由于源极跟随器的等效输 出阻抗的大小与其跨导的大小成反比，要减小输出阻抗，就要提高m o s 管的偏置 电流或增加其宽长比，这样就加大了系统功耗与面积。因此，本文通过利用负反 馈来降低其输出阻抗。通过小信号分析，可以得经过负反馈后的源极跟随器的输 出阻抗为： 4 3 电子科技大学硕士学位论文 r 一坳2 鬲面磊瓦历g m i m 5 瓦而( 5 - 1 2 ) 从式( 5 1 2 ) 卿a 看出，由于负反馈，源极跟随器的输出阻抗被减小，从而输 出缓冲级的极点时间常数减小，极点p 3 向高频移动，增加了系统的稳定性。注意 到采用该方法较增加管子面积与偏置电流更有效，这是由于m o s 管的跨导为： 删= 辱 ( 5 1 3 ) 其中k 为工艺参数。可以看出，要降低一倍的g m 就需要使管子面积或功耗增加 为原来的4 倍。 当低压降电压调整器向外提供电流时，由于极点p 1 的时间常数变小，因此系 统的主极点将向高频移动。此时，输出级的输出阻抗应相应减小以保证极点b 仍 里尸l 较远。图5 3 中的m o s 管m 4 与尬能实现上述功能：当系统没有输出电流 时，尬，m 2 与通路器件同时被关断，此时源极跟随器m 5 上偏置电流由电流镜 m 6 与m 7 提供。当系统输出较大电流时，m 。与m ，的栅极电压将随通路器件的栅 极电压降低。此时两个管子将打开，将注入电流至源极缓冲器与鸠，该电流能降 低源极跟随器的输出阻抗，同时能提高反馈环路的环路增益，该电流还能对通路 器件栅极的寄生电容进行充电，提高通路器件的翻转速率。 5 1 4 频率补偿 为了使系统稳定工作，本文选用1 0 心电容作为低压降电压调整器的输出电容。 当线性调整器不向外提供电流时，式( 5 1 ) 中r ，r ，+ r ：，由此可算得只的大 小为0 1 h z 。由于系统的环路增益约为6 0 d b ，根据增益带宽积不变定理，可得系 统的单位增益带宽位于1 0 0 h z 处，远低于系统的其他极点，此时系统是稳定的。当 系统的负载电流为2 0 0 m ai 对，r ，等，因此# 的大小4 5 5 h z ，由前面 的推导得出系统的单位增益带宽大小为4 5 5 k h z 。此时系统的其他极点将在系统的 单位增益带宽以内，导致系统不稳定。 由于电压调整器的最低非主极点为互= i ，可得到昱约为7 0 0 k h z ( 假 z i 矾o g 乙呵 设g 。r 为2 0 0 f f ) 。利用式( 5 5 ) 可以得出当电容e s r 电阻为2 0 0 m q 时，系统零点位 于7 9 0k h z ，能抵消掉该非主极点。因此选用低压降电压调整器输出电容时应选用 第五章基准源的应用 等效串联电阻值在2 0 0 m q 左右的电容，以较好抵消系统的非主极点。 由于极点只大约位于1 0 m h z 处，为抵消该极点，需要在几兆处再引入一个零 点，从而使系统更加稳定。此零点能通过在分压电阻上并连一个电容来生成，如 图5 1 中的c l 。该零点可表达为： 1 z 22 赢 。1 4 ) 由上式可知当c 1 为3 0 0 f f ，冠为1 0 0 k h z 时，z ，位于5 m h z ，能满足设计的要求。 5 1 5 仿真结果 为了对设计的低压降线性调整器进行验证，在c a d e n c e 环境下使用s p e c t r e 软 件对电路各模块以及整体电路进行仿真。在没有进行特殊说明的地方，仿真的温 度均为室温，仿真采用的工艺模型均为典型模型，电源电压均为5 v 。其他设置子 基准源仿真相同。 为了得到低压降线性调整器的各项参数，本文采用了同时扫描温度的d c 仿 真，a c 仿真，瞬态仿真，以及a c 噪声仿真。 图5 4 为仿真得到的电路频率响应： a cr e s p o n s e j 。j j 一、 + 一。“j 一 一i 一一”一- - ；j 一 一r 4 m 0 ( 1 5 0 - 2 m h z 6 0 2 6 d 8 ) _ 丁一 ：” 一 一亨一 m 1 ( 7 3 5 2 k h z k5 7 2 9 c l b 黧10l 三j 三三三三三二三兰三= l 三 o 一卜一一! 一一卜隆 o l 。_ + 。；一”j ”一一i f + 一一j d n 崭丁可万面可万面_ 1 万丽_ 万宙 图5 - 4 误差放大器的频率响应 图5 - 4 中的波形由s p e c t r ea c 仿真得到，扫描频率范围为o 1 h z 一1 g h z 。从图 5 4 中可以看出，本文误差放大器的开环增益为6 0 d b ，主极点位于7 3 5 k h z 。该主 极点对应了本文的极点p 2 。可以看出误差放大器在几十兆h z 处有一些高频的零 点与极点，由于其远高于本文前面分析的零极点范围，因此这些零极点对于系统 的影响可以忽略不计。 4 5 萏砖巧巧加绚如 一君p)口qd一(丑p)暑ll|6m蜃 电子科技大学硕士学位论文 图5 5 为仿真得到的误差放大器等效输入噪声功率谱密度： | | | j f j 。 m o ( 1 k h z ， 5 3 6 7 n v s q r t ( h z 刈 k ：! i r e q 【h z ) 图5 5 等效输入噪声的功率谱密度 图5 5 中可以看到，噪声的频率扫描频率为0 1 h z 到1 g h z ，由于更低的频率 的噪声影响与芯片长期漂移相互混淆，不易区分，因此本文未对更低频率的噪声 进行分析。 从图5 5 中还可以看出，误差放大器的输入等效噪声的转角频率( 在该频率处 闪烁噪声功率谱密度的大小与热噪声相同) 约在1k h z 处，可以看出在该频率处， 噪声谱密度大小为5 3 6 7 n v h z 。由于电路的带宽有限，因此高频( 大于1 m h z ) 的噪声将被电路滤掉，不会对电路造成影响。 图5 - 6 为输出缓冲器的输出阻抗。在仿真输出阻抗的大小时，将输入信号源短 路，同时在输出端加上1 安培的小信号电流，输出端的小信号电压即为所求的输 出阻抗。 ； | f l l ，o ，u 一 ， - 。、。”。7 f r e q ( h z ) 图5 - 6 输出缓冲级的输出阻抗仿真结果 从图5 - 6 中可以看出，在o 1 h z 至1 m h z 的频率范围内，输出缓冲器的输出阻 第五章基准源的应用 抗约为2 2 f 2 ，而当频率升高的时候，由于负反馈环路的增益降低，其输出阻抗将 增加。 由于整个调整器的带宽较低( 低于1 m h z ) ，通过图5 - 6 ，可以得出在实际应用 中输出缓冲级的输出阻抗维持在大约2 2 q 的水平上，保证了其输出阻抗能够足够 的低。 为了得到低压降线性调整器的瞬态性能，利用s p e c t r e 的瞬态分析对电路进行 了仿真。在电路的输出端加上了周期为2 0 0 “s ，幅度为2 1 9 m a 的电流方波信号。 由于环路延时以及电容等效串联电阻的影响，使得电路在输出电压时有一定的过 冲信号。同时由于电路的负载调整率的影响，当电路工作在满负荷电流状态下时 ( ，h d = 2 1 9 m a ) 调整器的输出电压将会出现下降。图5 7 为得到的低压降线性调 整器的输出瞬态响应： _ 鼻。l l 二画，2 ，_ a ；。 | 、 。| ”“7 m 0 ( 2 8 1 l u s ，一4 1 1 4 m v ) h 、m 4 ( 3 2 2 3 u s ， | 一3 9 _ 2 m v ： 州品三蠢晶，_ h r t i m er , us 】 图5 7 低压降电压调整器输出电压的瞬态响应 从图5 7 中可以看出当负载电流由零跳变到2 1 9 7 m a 时，低压降电压调整器的 输出过冲为3 9 1 2 m v 。同时可以算出低压降电压调整器的负载调整率为 1 8 7 2 m v a 。计算负载调整率的公式为： 尺捌：弛( 5 - 1 5 ) m m a x 其中，耐为调整器在满负荷时的输出电压；o ，为调整器在零负荷时的输出 电压；h o a d m 锨为调整器的最大负载电流。 为了仿真低压降电压调整器的静态电流，在地压降线性调整器的输出端放一 个可变电阻，使其从线性调整器的最小输出电阻开始增加，使用s p e c g e 中的d c 仿真，同时对于负载电阻进行参数扫描，可得出负载电流变化图如图5 8 所示： 4 7 电子科技大学硕士学位论文 一 一? 一i 二一一一，一：，4 ， 一_ _ 一：r 一一一m 3 ( 1 5 x 1 07 ，4 3 1 9 u a - - p s r r o fl d 0 pr i d w vrl ，v u ul ， 一 、j ， j 4 ； ：户 v 。 u d u l v i ，v u u l ， 厂 7 j | ：”一匕i 一 i 9 f r e q ( h z ) 图5 - 9 低压降电压调整器的纹波抑制比 从图5 - 9 中可以看出低压降电压调整器系统的p s r r 在0 1 h z 处约为6 0 d b ， 这个值受误差放大器的开环增益影响。而当频率提高到约1 0 0 m h z 时系统的纹波 抑制比最小，约为1 0 d b 。 巧加钙钙趵钙鳕加坫加n 一=一丁一 一lu一兰。一 第五章基准源的应用 通过s p e c t r e 的噪声分析得出电压调整器的等效输出噪声如图5 1 0 所示： j 。 0 j f r e qc h z ) 图5 1 0 电压调整器的输出噪声谱密度 从图5 1 0 中可以看出，误差放大器的输入等效噪声的转角频率约在1 0 k h z 处。 计算得电压调整器的输出等效r m s 噪声( 从0 1 h z 到1 0 0 k h z ) 为1 5 9 v 。 为了得出在不同工作条件下的电压调整器的性能，本文对于电路的工艺、电 源电压、温度( p v t ) 等条件分别做改变后也都进行了仿真，其仿真结果见下表。 由于各种组合多达2 7 种( 3 3 ) ，因此本文仅选用了三种最具代表性的组合即最大 电源电压+ 最低温度+ 快速模型、最低电源电压+ 最高温度+ 慢速模型以及典型的电 源电压+ 温度+ 工艺模型。得出了如表5 2 中所示的线性调整器的瞬态响应： 表5 2 不同工作条件下线性调整器的瞬态响应 温度电源电压工艺角负载调整率输出过冲 2 5 5 v 典型模型l8 7 2 m v a3 9 1 2 m v 5 5 6 5 v快速模型16 5 4 m v a 3 0 2 5 m v 1 2 5 3 6 v慢速模型2 0 2 3 m v a4 5 6 6 m v 从表5 2 中可以看出电路在最大电源电压+ 最低温度+ 快速模型的组合条件下 性能最优，在最低电源电压+ 最高温度+ 慢速模型的组合条件下性能最差。 表5 3 中给出了电路在不同工作条件下的静态电流，其中负载电流均为零： 表5 3 不同工作条件下线性调整器的瞬态响应 温度电源电压工艺角静态电流 2 5 5 v典型模型 4 3 1 9 a 5 5 6 5 v快速模型 6 7 1 “a 1 2 5 3 6 v慢速模型 2 8 7 心 4 9 s 4 3 2 1 1 tn工一匕寸_，一协一oc 电子科技大学硕士学位论文 从表5 3 中可以看出，在电路在最大电源电压+ 最低温度+ 快速模型的组合条 件下静态电流最低，为2 8 7 肛a ，在最低电源电压+ 最高温度+ 慢速模型的组合条件 下下静态