（电力电子与电力传动专业论文）电流型pwm整流器及其控制策略研究.pdf

声明 本人郑重声明：此处所提交的硕士学位论文电流型p w m 整流器及其控制策 略研究，是本人在华北电力大学攻读硕士学位期间，在导师指导下进行的研究工 作和取得的研究成果。据本人所知，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中 不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得华北电力大学或其他 教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何 贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 学位论文作者签名： 日期： 关于学位论文使用授权的说明 本人完全了解华北电力大学有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权 保管、并向有关部门送交学位论文的原件与复印件；学校可以采用影印、缩印或 其它复制手段复制并保存学位论文：学校可允许学位论文被查阅或借阅；学校 可以学术交流为目的，复制赠送和交换学位论文；同意学校可以用不同方式在不同 媒体上发表、传播学位论文的全部或部分内容。 ( 涉密的学位论文在解密后遵守此规定) 作者签名： 导师签名： 仁 棚耳；磅 确 型竺! ! ! ! 华北电力大学硕士学位论文 1 1 课题背景和意义 第一章引言 随着电力电子装置应用领域的不断扩大，它所带来到的谐波污染、无功功率损 耗等问题逐渐受到人们的重视。在这些装置中，各种整流装置所占的比重最大【1 1 。 目前广泛应用的整流电路主要有二极管不控整流电路、晶闸管相控整流电路和由全 控型器件构成的全控整流电路。 二极管不控整流电路结构如图1 1 所示。二极管整流电路的优点：( 1 ) 结构简单， 不需要控制电路：( 2 ) 可靠性离：( 3 ) 成本低。二极管整流电路的缺点：( 1 ) 直流输 出电压不可控，交流侧输入电流一般不连续；( 2 ) 交流侧输入电流非正弦，含有大 量低次谐波；( 3 ) 能量只能从交流侧传递给直流侧，直流侧能量不能回馈电网；( 4 ) 虽然位移因数接近1 ，但由于输入电流中谐波分量很大，所以功率因数很低，一般 只能达到0 6 5 左右；( 5 ) 引起电网电压畸变，污染电网。 n ” 剖”= = f ； ，t 眦 i c d c 7 一 v d 6 牛v d 碎 图1 一l 二极管整流电路 朝 r y # i “； ：b c 出士 7 一 聿v o 斗 图1 2 晶闸管整流电路 晶闸管整流电路如图1 2 所示。它可以在交流电压不变的情况下，通过改变触 发角的大小来改变直流输出电压的大小，即可控整流。一般情况下，在直流侧有滤 波回路( 图中方框内是滤波回路) 。电流型的采用电感滤波，电压型的采用电容滤 波。晶闸管相控整流电路的优点：( 1 ) 电路已经非常成熟；( 2 ) 体积小、重量轻；( 3 ) 效率高、控制灵活。晶闸管相控整流电路的缺点：( 1 ) 交流侧输入端电流非正弦， 谐波含量大，波形畸变严重；( 2 ) 输入电流滞后于电压，其滞后角随着触发延迟角a 的增大而增大，位移因数也随之降低，交流侧功率因数很低；( 3 ) 由换流引起的电 网电压波形畸变严重；( 4 ) 直流侧输出电压含有较大纹波；( 5 ) 由晶闸管组成的相控 整流电源动态响应较慢，最快为六分之一个工频周期。 综上，传统整流电路虽然结构简单，应用广泛，但是存在较大谐波电流，功率 因数较低的弊端。无功功率的大量存在不仅增加线路损耗，而且降低用电设备对电 能的利用率，冲击性无功负载还会使电网电压产生剧烈波动，严重影响供电质量。 早在上世纪2 0 年代谐波问题就引起了人们的关注，7 0 年代以来，电力电子变流技 华北电力火学硕士学位论文 术的发展和应用，使得谐波对电网的危害日益严重。不少国家和国际学术组织都制 定了限制电力系统谐波和用电设备谐波的标准和规定，其中较有影响的是i e e e ( 国 际电气电子工程师协会) 制定的i e e e 5 1 9 1 9 9 2 2 】和i e c ( 国际电工委员会) 制定的 i e c 5 5 5 2 1 3 1 。我国国家技术监督局也在1 9 9 3 年颁布了电能质量公用电网谐波标 准( g b t 1 4 5 4 9 9 3 ) 1 4 。所以，传统整流器已经不符合这些新的规定，需要一种高 功率因数低谐波的整流器。 三相p w m 整流器是基于全控器件和面积等效原理，把p w m 控制技术应用于 整流电路形成的一种新型整流装置。可以通过对p w m 整流电路的适当控制，使其 输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1 。这种电路被 称为单位功率因数整流器，或者高功率因数整流器。 p w m 整流电路如图1 3 所示。 a ) 电压型p w m 整流电路b ) 电流型p w m 整流电路 图1 - 3p w m 整流电路 三相p w m 整流器作为一种高效、可靠、绿色的电能变换器，克服了传统二极 管整流和相控整流所固有的谐波污染大、功率因数低等缺点。 全控整流电路主要优点是：( 1 ) 功率双向流动；( 2 ) 输入电流畸变率低，波 形e 弦化i( 3 ) 单位功率因数运行或功率因数可调：( 4 ) 直流电压可调； ( 5 ) 输入电流连续，可以减小电路中滤波电容或电感的容量；( 6 ) 响应速度快，运行 灵活。全控整流电路主要缺点是： ( 1 ) 控制系统复杂；( 2 ) 结构复杂；( 3 ) 造 价高。 对于现代社会对整流装置容量的日益增长，传统的方法是采用多重化技术增加 变流器的相数或脉动数，消除较大的低次特征谐波，提高变流器功率因数。例如大 功率u p s 通过1 2 相整流可以将输入功率因数提高到o 9 5 以上。多重化技术的缺点 是需配备专用的变压器，装置和变压器的结构复杂，却无法消除高次谐波。将多重 化技术和p w m 技术结合可以获得较好的效果。 可见，多重化技术在p w m 整流器中应用有着传统整流电路所不具备的诸多优 点，这些优点使其成为国内外研究的热点，并将得到越来越广泛的应用。 2 华北电力大学硕士学位论文 1 2 国内外研究现状和存在问题 p w m 整流器的研究始于2 0 世纪7 0 年代末l 5 i ，进入8 0 年代后，自关断器件的 只趋成熟和应用，推动了p w m 技术的研究和应用。1 9 8 2 年，b u s s ea l f r e d ，h o l t z j o a c h i m 首先提出了基于可关断器件的三相全桥p w m 整流器拓扑结构以及网侧电 流幅值相位控制策略，并且实现了电流型p w m 整流器网侧单位功率因数控制【6 】。 1 9 8 4 年，a k a g ih i r o f u m i 等提出了基于p w m 整流器拓扑结构的无功补偿控制理论 策略1 7 j ，这实际上就是电压型p w m 整流器的早期设计思想。到2 0 世纪8 0 年代末， 随着a w g r e e n 提出的基于坐标变换的p w m 整流器连续、离散动态数学模型及控 制策略，p w m 整流器的研究发展到了一个新的高度i s 】。 p w m 整流器经过2 0 多年的探索和研究，取得了很大的进展，其主电路从早期 的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路：其拓扑结构从单相、三相电路发 展到多相组合及多电平拓扑电路；p w m 开关控制由单纯的硬开关控制发展到软开 关控制；功率等级也从千瓦级发展到兆瓦级。 在主电路类型上，p w m 整流器既有电压型，也有电流型，并且两者在工业上 均成功地投入了应用。长期以来，电压型p w m 整流器以其结构简单、损耗低、便 于控制等一系列优点，一度成为p w m 整流器研究的重点。电流型p w m 整流器由 于需要较大的直流储能电感，电感中电阻成分的损耗大于电压型中电容的损耗，交 流侧l c 滤波环节所导致的电流畸变、振荡等问题，使其结构和控制相对复杂化， 从而制约了电流型p w m 整流器的应用。但是，在超导技术中，由于超导线圈损耗 极低，并且可直接作为电流型p w m 整流器直流侧储能电感，因此这类应用克服了 电流型p w m 整流器原有效率较低的不足，在超导储能变流环节中，应用电流型 p w m 整流器无需另加直流电感，并且具有良好的电流保护性能，因此与电压型p w m 整流器相比，电流型p w m 整流器更为合适1 9 】。另外c s r 可调低电源电压，更适于 大功率的金属工业领域，如直流电弧炉、高频感应加热、直流电机驱动等。 对于大功率p w m 整流器，其拓扑结构的研究主要集中在多电平拓扑结构【1 。j 【1 “、 整流器组合【1 2j 和软开关技术 1 3 】上。多电平拓扑结构的p w m 整流器主要应用于高压 大容量场合。而对大电流应用场合，常采用整流器组合拓扑结构，即将独立的电流 型p w m 整流器进行并联组合。与普通并联不同的是，每个并联的p w m 整流器中 的p w m 信号发生采用移相p w m 控制技术，从而以较低的开关频率获得等效的高 开关频率控制，即在降低功率损耗的同时，有效地提高了p w m 整流器的电流、电 压波形品质。与此相似，也可将独立的电压型p w m 整流器进行串联移相组合，以 适应高压大容量的应用场合。此外，由于软开关技术( z v s 、z c s ) 在减小开关损 耗、抑制电磁干扰、降低噪声等方面具有显著的优势，近年来受到了广泛的重视并 华北电力大学硕士学位论文 得以迅速发展。 综上所述，开发大功率电流型p w m 整流器具有非常重要学术意义和广泛的商 业应用前景。 1 3 本论文研究的主要内容 本文将以三相电流型p w m 整流器为研究对象，研制开发一套基于d s p ( t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ) 、c p l d ( x c 9 5 1 0 8 ) 的高性能软、硬件平台，并从理论分析、 计算机仿真和样机实验三个方面进行研究。主要内容包括以下几方面。 1 建立三相静止坐标系a b c 、两相静止坐标系d q 、两相旋转坐标系d q 下的 三相电流型p w m 整流器数学模型，为进一步的研究奠定基础。 2 在深入分析三相电流型p w m 整流器原理的基础上，分别提出整流器的高功 率因数s p w m 、s v p w m 两种实现方法，并且提出三相电流型p w m 整流器的多重 化实现方法。 3 利用p s i m 仿真平台，建立三相电流型p w m 整流器的仿真模型，通过理论 分析计算系统的p i 等参数，并在此基础上给出具体的程序流程图，为后续软件调试 工作提供参考。 4 设计基于d s p ( t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ) 、c p l d ( x c 9 5 1 0 8 ) 芯片的控制系统，从 而全数字化实现三相电流型p w m 整流器的高功率因数运行，包括硬件设计和软件 设计。系统硬件电路包括主电路的设计，控制电路的设计、采样和调理电路的设计 以及驱动电路的设计；系统软件设计包括d s p 、c p l d 的编程。 5 ，软硬件系统集成，研制开发一套三相电流型p w m 整流器实现的高功率因数 整流系统，并进行系统的调试工作。 4 华北电力大学硕士学位论文 第二章三相电流型p w m 整流器的基本原理及控制方法 近年束，三相电压型p w m 整流器的研究己经相当广泛，而三相电流型p w m 整流器的研究相对较少。作为电压型p w m 整流器的对偶形式，电流型p w m 整流 器在中高功率交流电机传动、无功补偿、功率因数校正等方面有着广泛的应用，对 典进行深入的研究十分必要。建立数学模型是深入分析和研究p w m 整流器工作原 理和运行特性的基础，本章分别建立了三相电流型p w m 整流器在三相静止坐标系、 两相静止坐标系及两相旋转坐标系的数学模型，为控制方法的提出奠定了理论基 础。 2 1 三相电流型p w m 整流器的数学模型 三相电流型p w m 整流器拓扑结构如图2 1 所示，图中忽略了线路的阻抗，并 用开关模型等效功率开关器件i g b t 和二极管的串联。 基厶 、町 、k巧+ d 一 a 固 小 h k b 珞 q l - 6 占 吒! lj 、k 、ki 巧 cf一万 一 ；【 f 一一臼 图2 - 1 三相电流型p w m 整流器拓扑结构 电流型p w m 整流器又称b u c k 型整流器，交流侧由、c 组成二阶低通滤波器， 以滤除交流侧电流中的开关谐波，直流侧接大电感，使直流侧电流近似为平滑的直 流。开关器件由可控器件与二极管串联组成以提高器件的反向阻断能力。 为了建立三相c s r 数学模型，通常有以下假设1 1 4 ： ( 1 ) 电网电动势为三相平稳的正弦波电动势。 ( 2 ) 交流、直流侧电感工、工出均是线性的，且不考虑饱和。 ( 3 ) 开关损耗已折合到c s r 直流侧，且包含在只d 。之中 2 1 1 三相静止坐标系下的c s r 数学模型 由图2 - 1 并根据基尔霍夫电压、电流定律，可直接写出三相c s r 一般数学模型 华北电力大学硕士学位论文 为： 哮= 化 工等= 巳一 工车：巳一心 讲 c 冬：i o o a t c 警= ， c 鲁= f 一 ( 2 1 ) ( 2 2 ) k 警= 一l 8 出 ( 2 3 ) 式中气( 七= 毋反f ) 三相电网相电动势瞬时值； k ( 七= d ，b ，c ) 三相c s r 交流侧相电压瞬时值； t ( j | = d ，b ，c ) _ _ - 三相c s r 网侧相电流瞬时值； 毛( 七z a , b ，c ) 三相c s r 交流侧相电流瞬时值； 屯一三相c s r 直流输出电流瞬时值； 纥一三相c s r 直流侧输出电压瞬时值。 为了在三相c s r 一般数学模型中体现p w m 状态对三相c s r 瞬时电路特性的影 响，引入三值逻辑开关函数巩，且定义 f 1 上桥臂管导通，下桥臂管关断 c r k = 0 同一桥臂器件全导通或全关断 1 一l下桥臂管导通，上桥臂管关断 则三相c s r 交流侧电流为： 直流侧电压为： 砝= 吼如( 七= o , b ，c ) ( 2 - 4 ) 铭。艺吃手蟮巧手蟮 ( 2 5 ) 将式( 2 - 4 ) 、式( 2 - 5 ) 代入式( 2 - i ) 式( 2 - 3 ) ，得基于开关函数描述的三 相c s r 一般数学模型 6 华北电力大学硕士学位论文 哮= 一唯 c 警= 一吼k ( 七电如) ( 2 - 6 ) l m i a i , c _ 一量? 陬吨氏 基于开关函数描述的三相c s r 一般数学模型是对整流器功率开关管开关瞬态 过程的精确描述，然而，这类基于开关函数描述的c s r 一般模型，由于包含了p w m 功率开关管开关过程的高频分量，因而难以用于控制系统分析及控制系统设计，为 此必须对上述模型进行简化。简化方法之一就是忽略p w m 功率开关管开关过程的 高频分量，只考虑相应的低频分量。当整流器开关频率远高于电网基波频率时，这 种简化方法在工程设计中是合理的。 具体简化思路就是利用傅立叶级数，将整流器三值逻辑开关函数以( k = a ，b ， c ) 展开，从而使三相整流器一般数学模型分解成低频、高频模型部分。当吼只取 其基波分量，以p w m 占空比取代原来的三值逻辑开关函数并代入三相整流器一般 数学模型时，即得整流器的低频模型。这种整流器低频模型，特别适用于三相整流 器控制系统动、静态特性分析及控制器设计。 2 1 2 两相静止坐标系下的c s r 数学模型 定义a b c 坐标系的a 轴与a 轴重合，b 轴超前a 轴9 0 。相角，采用“等量”坐 标变换，可得两组坐标系分量间应满足下述关系： 嘲专 式中以 e k ，h ，吒)( k = 口，b ，c ) e i ，v ，q ) ( f = a ，卢) 将式( 2 - 7 ) 代入式( 2 6 ) ，化简得两相静止坐标系( a ，j 3 ) 中的三相c s r 开 关函数模型为： 7 泣 r=叫列 驰讹 r _ i i i i i i r 。一：6一： 华北电力人学硕士学位论文 鲁= 气心 l 飞 c 屯q i 缸 c 呜叫。 l - 以- d - = 三( 吼+ 唧咿心 2 1 3 两相旋转坐标系下的0 s r 数学模型 ( 2 8 ) 定义x 舻j = x 嵋= x + j x p 9 = i c o d t ( c o = 2 n - f ) ( 2 - 9 ) 可推导得d - q 旋转坐标系的数学模型为： 哮埘= 巳一k l 城铲e d 喝 c 誓+ 毗寸磕 c 鲁一吼= 屯一o a i , t c 。- 砒- , i ；一- = 三( + 咿 2 2 三相电流型p w m 整流器的信号发生技术 2 2 1 二、三值逻辑转换 ( 2 1 0 ) 对于三相电压型p w m 整流器( v s r ) ，其控制常采用二值逻辑p w m 技术， 即对同一桥臂，或上侧功率开关管导通，或下侧功率开关管导通。若以双极性二值 逻辑开关函数p 加以描述，则 。f l上桥臂管导通，下桥臂管关断 4 l1 下桥臂管导通，上桥臂管关断 对于图2 - 1 所示的三相电流型p w m 整流器，要实现其交流侧电流的p w m 控 制，则任一瞬间上、下桥臂组只有一个功率开关管管导通。这样，若研究三相c s r 同一桥臂上、下侧功率开关管的通断情况，则存在上桥臂管导通而下桥臂管关断、 8 华北电力大学硕士学位论文 i1上桥臂管导通，下桥臂管关断 吼= 0 同一桥臂器件全导通或全关断 l 一1下桥臂管导通，上桥臂管关断 要实现三相c s r 交流侧电流的p w m 控制，则三值逻辑开关函数巩( k = a ，b ，c ) 必须满足 吒= 0 t = a o 表2 1 给出了二三值逻辑关系及其相关状态 表2 1 二三值逻辑转换及状态 二值逻辑三值逻辑上桥臂管状态下桥臂管状态三值逻辑 状态序号 只咒o o - b e t ,v , v y sk 圪k + l 十1 1o + 1 1o oo o 岸1 + l l 十1+ 1 10o oo o 拌2 + l 一1 1+ l0 1o oo o 牟3 - 1 + 1 + 11o + io o o o 撑4 一 1 + 1 1 1 + 10o oo o # 5 1 1 + 10 1 + 1o o o o 群6 1 一1 1o oo o拌7 ( 撑o ) + l + l + 1000o oo o 群8 ( 撑o ) o o o o 拌9 ( # 0 ) 可见，三值逻辑p w m 有9 种开关状态组合，其中# 1 - - # 6 是“非零状态”开关 组合，撑7 - - # 9 是“零状态”开关组合。 对于p w m 整流器中的任意一支开关管，假设其导通时的开关信号为1 ，关断 时的开关信号为o ，则对于二值逻辑开关函数匕，当厶= 十1 时，管1 对应的开关信 号硌l 为l ，管4 对应的开关信号为0 ：当p 。= 1 时，管l 对应的开关信号v t i 为0 ，管4 对应的开关信号坼4 为1 。从表2 1 可以得到从二值逻辑到三值逻辑转换 存在如下规律：对于三值逻辑中的“非零状态”，每个开关管的开关信号可以由这 个开关管和其前个开关管的二值逻辑信号所决定的开关管的开关信号作“与”求 得。例如当厶n p 。= + 1 + 1 1 时，此时二值逻辑对应的管l 6 对应的的开关状态分别 为l 、1 、l 、0 、0 、0 ，则三值逻辑对应的管1 的开关状态蚝1 为二值逻辑对应的管 6 和二值逻辑对应的管l 的状态作“与”，为o ，同理可得三值逻辑对应的管2 管 9 华北电力大学硕士学位论文 6 的状态1 、i 、0 、0 、0 ，所以其三值逻辑开关状态为0 + 1 1 。“非零状态”的二 值逻辑到三值逻辑转换如图2 2 所示。 卜、 厂 y ” _ 一 i _ j 一l1 l vp 6 广 r 一 l v t 2 图2 - 2“非零状态”的二值逻辑到三值逻辑转换 2 2 2 三值逻辑p w m 状态切换 以三相c s rs p w m 控制为例，讨论一个正弦波调制信号周期中三值逻辑 p w m 状态的切换。就二值逻辑p w m 状态切换而言，一个正弦波调制信号周期中， 每隔6 0 。其状态切换模式发生变化。这是因为，对于三相对称正弦波信号，其幅值 大小关系每隔6 0 0 改变次。另外，当p w m 开关频率与正弦波频率相比足够高时， 一个p w m 开关周期中的调制信号幅值可近似不变。图2 3 分析了一个正弦波信号 周期中，三值逻辑状态的变化。 三二二二= 譬二三二多= 二二 刘!到； 尹宁+ !剖i 季冬拄 三琏鞋i 几几1 - 1 _广 n 几广n广 厂 厂 几几厂 广几n 几厂 ；几厂 nr 门 几 广1 广 几几 几广 广 r_ l 几一 图2 3 三值逻辑p w m 波形及三值逻辑状态切换 a ) 正弦波调制信号b ) 三角波调制 c ) 三值逻辑开关函数波形d ) 各区间的三值逻辑状态切换 从图2 3 中可以看出：每6 0 0 区域，三值逻辑状态在两个非零状态值与一个零状 态值之间来回切换。一个正弦波调制信号周期中，每个非零状态值在1 2 0 0 区域相间 出现。然而，由于零状态值分布于整个正弦波周期中，并且共有3 个零状态值 ( # 7 群9 ) ，这就需要进一步研究不同6 0 0 区域零状态值的选取。为便于分析，将一 1 0 华北电力大学硕士学位论文 个正弦波周期每隔6 0 。分区，并记为i 。 考虑区域i 时的情况，此时三值逻辑在撑1 、粤3 、毋o 状态值间来回切换。图 2 3 中，由于群1 、撑3 状态值所表示的三相c s r 开关状态中乃始终导通，为了确保 在# 1 、 3 、拌0 状态之间切换时只有一对功率开关管发生状态变化，因此区域i 时的 零状态值应取群9 。区域i 中三值逻辑p w m 开关切换如图2 4 所示。 同理，可分析区域i i 三值逻辑p w m 状态切换时撑o 状态值的选取。一个正 弦波调制信号周期中，所有状态值的切换及撑o 状态取值如图2 - 4 所示 v i 图2 - 4 一个正弦波周期中三值逻辑p w m 状态转换及零状态取值 显然，必须设置零状态取值的逻辑判别单元，一旦零状态有效。逻辑单元将根 据正弦波调制信号的不同区域，分别输出不同的零状态值( # 7 # 9 ) 。 结合图2 2 可得零状态判别及信号输出图如图2 5 所示。 图2 - 5 零状态判别及信号输出 其中。、鼢分别是线电动势的检测信号。g r 0 9 6 分别是功率开关管的驱动 信号。 2 3 基于s p w m 控制策略的三相c s r 研究 2 3 1 开环控制系统 巍湍丽 华北电力大学硕士学位论文 对于m e - 1 所示电路，为了实现网侧单位功率因数控制，即毋与玫铲口、b 、c ) 同相位，由交流侧的矢量图( 图2 6 ) 可知，j 垃滞后西y 角。 图2 6 整流器爻沉侧矢量图 设 e ( t ) = ：e 枷”, s i n n 耐r o t 由图2 1 可知，口相交流侧电压基波稳态值圪( f ) 为 v o ( t 1 = e ms i n o t 一国l j 。c o s a ) l 又因a 相交流侧电流i 。，为 1 。a t o ) = ( f ) 一k ( f ) 又屯( f ) ：cd v o ，( t ) a t i 跃7 r ( 2 1 3 ) ( 2 - 1 4 ) ( 2 - 1 5 ) 得整流器的a 相交流侧指令电流f + m ( 0 为 ( r ) = 1 m ( 1 一缈2 l c ) s i n c a t 一瓦c o c c o s o t 由交直流两侧功率平衡可知 丧e 。i 。= 1 0 r 。 联立式( 1 6 ) 、( 1 7 ) 可得a 相交流侧电流滞后于a 相电源电压的角度y 为 ，= 一毫杀 由文献 1 4 知 = 三m 瓦 所以，当m 给定后，为定值，可得 屯= 讪v d c 屹= 乏 联合( 2 1 7 ) 、( 2 1 8 ) 、( 2 1 9 ) 可得 ( 2 1 1 ) ( 2 1 2 ) ( 2 - 1 3 ) ( 2 1 4 ) f 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) ( 2 - 1 8 ) ( 2 1 9 ) 华北电力大学硕士学位论文 y = 羔( 2 - 2 0 ) ( - 0l c 3 m 2r l 一21 对于a 相的调制信号，考虑到三相c s r 采用三值逻辑p w m 控制，若网侧采用 星形联结，则对应的相调制信号必须滞后线调制信号相位3 0 。，所以，a 相的调制波 信号应滞后于a 相电源电压3 0 。+ y 。 开环控制系统的控制框图如图2 7 所示。 2 3 2 单闭环控制系统 图2 7 开环控制系统控制框图 厶 r 对于单闭环的控制系统，给定的是直流电流和同步信号，由式( 2 - 1 7 ) 可得补 偿的角度。 采用p i 控制器实现对直流电流的无静差调节，控制器的输出为调制比m ，下面 分析比例积分环节的比例系数和积分时间常数的选取。 由于交流侧滤波电感上的电压降一般较小【”1 ，在这里忽略交流侧滤波电感的影 响，整流器的传递函数框图如图2 8 所示。 图2 - 8 整流器的传递函数框图 开环传递函数为 c o ( 加端 闭环传递函数为 ( 2 - 2 1 ) 华北电力大学硕士学位论文 郦) = 器= 万瓣k 2 ) 按典型i 型系统整定，取乒o 7 0 7 1 6 l 上升时间如取半个工频周期，允许误差按2 整定16 1 ，则 ：了4一：一t(2-23) 2 瓦一2 l 。：3 2 l a - 2 r 女t 9 黑，。，、 ( 2 - 2 4 ) l z ：! ：竺! ! ! ! 婴咝二篮型 、 2 3 3 双闭环控制系统 2 - 9 单闭环控制系统框图 厶 r 由式( 2 - 1 0 ) 可知，d 轴和q 轴电流存在耦合，因此，引入p i 调节器解耦输入 电流。 控制结构框图如图2 1 0 所示。 1 4 华北电力大学硕士学位论文 2 1 0 控制结构框图 控制系统是一个双闭环的结构。控制系统的外环是直流电流控制环，目的是保 持直流电流的恒定；内环是网侧电流控制环，目的是使网侧电流跟踪网侧电压。 在网侧a 相电压正向过零时，使控制系统开始工作，则经a b c d q 变换后网侧电 压的d 轴分量最大而q 轴分量为零，在上述情况下，使网侧电流的d 轴分量跟踪网 侧电流的d 轴给定，网侧电流的q 轴分量跟踪0 ，则可实现网侧电压和电流同相位 运行，从而实现单位功率因数的控制，其中，网侧电流d 轴给定由直流侧电流给定 与直流侧实际电流比较后经比例积分环节后得到。 2 4 基于s v p w m 控制策略的三相c s r 研究 2 4 1 三相电流型p w m 整流器空间电流矢量定义及合成方式 空间矢量p w m ( s v p w m ) 技术与传统的正弦p w m ( s p w m ) 技术相比，具有以下 优点：( 1 ) 直流电流的利用率较高，与s p w m 相比，直流电流利用率提高了1 5 f 1 4 j ； ( 2 ) 调制方法便于数字实现。 设三相c s r 交流侧电流瞬时值分别为妇、如，当采用“等量”坐标变换时， 可将三相静止坐标系( a , b ，c ) 变换两相静止坐标系( a 、p ) ，坐标系( a 、p ) 中的 三相c s r 交流侧电流瞬时值可表达为 卧； 其中，a 轴与a 轴重合，b 轴超前a 轴9 0 。相角。 式( 2 2 5 ) 由复平面( 伍、b ) 电流矢量描述，即 慨= 和“t j | 嵋! 瓤 若只考虑三相c s r 交流侧对称基波电流，且令 r 2 2 5 ) ( 2 2 6 ) ：笪：鱼： 1 o 华北电力大学硕士学位论文 0 = m c o sc o t i 。b t c 。s 似一争( 2 - 2 7 ) ”i | i mc o s ( 争 式中，| 加c s r 交流侧基波电流峰值。 将式( 2 2 7 ) 代入式( 2 2 6 ) ，得 ，= 詈上。 c o s a ) t + c o s ( 珊r 一孚弦等j + c o s ( 纠+ 了2 z r ) e 等 ( 2 2 8 ) 式( 2 2 8 ) 表明：三相对称基波电流可以由一空间同步旋转矢量描述。 再研究一下三相c s r 空间矢量的构成，由于三相c s r 采用三值逻辑p w m 控 制，则由表2 - 2 可得不同开关函数( 以、以、以) 组合的电流空间矢量，其构成如图 2 1 l 所示。 显然，除图2 11 以外的开关函数组合均为零状态组合，由于对应电流矢量的模 为零，故称为零电流矢量。 由于任意功率开关管导通时流入功率开关管的电流幅值均为屯，则由图2 - 1 1 ， 易得三相c s r 空间电流矢量的模值为 i i ；i = 么 - - 1 ，9 ) ( 2 - 2 9 ) 因此，三相c s r 空间电流矢量分布如图2 一1 2 所示。 由图2 1 2 及式但2 9 ) ，三相c s r 空间电流矢量可描述为 d i 万2 么cj c 静( 6 ) l 0 ( 七= 7 ，8 ，9 ) 当易有效时a 相上下桥臂全通：当磊有效时b 相上下桥臂全通：当与有效时c 相上下桥臂全通；所以当零矢量 而有效时，三相c s r 交流侧不输出任何电流， 局与零矢量统一表示为而。 1 6 华北电力大学硕士学位论文 薹4 b 乳 ( a )( b ) ( c ) 妒沁。妒芬嚣 (d)(od 图2 1 1 三相c s r 空间电流矢量的构成 ( a ) 以= 1 ，6 产o ，6 产一1( b ) 6 。= o ，6 6 = l ，6 c - 一1 ( c ) d ，1 ，6 6 = l ，以= o( d ) 6 产- 1 ，d 6 = o ，6 。；1 ( e ) 6 4 0 ，以= 一1 ，d 。= l( a ) j 。；1 ，占6 = 1 ，j 。= 0 1 ，( - 1 1 0 ) 1 d o i i ) i , ( o o o ) i d o o o ) l ) 图2 1 2 三相c s r 空间电流矢量分布 三相c s r 空间电流矢量调制是利用三相c s r 空间电流矢量 ( 拓l ，9 ) 进 行相应的矢量合成，使合成矢量等于指令电流矢量，。对于任意扇区中的指令电流 矢量，均可由扇区两边的空间电流矢量来合成。若指令电流为三相对称正弦波电 流，则对应的指令电流矢量运动轨迹必为圆形轨迹，实际上，由于开关频率和矢量 组合的限制，的合成矢量只能以某一步进速度旋转，从而使合成电流矢量的轨迹 为多边形准圆轨迹。显然，当p w m 频率越高，多边形准圆轨迹就越接近圆。若指 令电流矢量，位于扇区i i ，利用扇区i i 的两边界矢量乃、忌即可合成矢量，。根据 合成模式及零矢量位置的不同，可分为以下几种基本合成模式，如图2 1 3 所示。图 2 1 3 ( a ) 为单三角合成模式，该模式零矢量平均施加于指令矢量的首尾；图2 1 3 华北电力大学硕士学位论文 ( b ) 为双三角合成模式一、二，两者对零矢量的施加略有不同，其中双三角合成 模式一将零矢量均分三点，且分别施加于指令电流矢量的首尾及中点上；而双三角 合成模式二则将零矢量施加于指令电流首尾两端。研究表明，双三角合成模式输出 的电流谐波含量要比单三角合成模式输出的电流谐波含量低( 其中2 1 3 ( b ) 所示 合成模式的电流谐波含量最低) ，但器件开关频率比单三角合成模式高。因此，为 了降低谐波含量，对于中小功率c s r 常采用双三角合成模式【1 _ 。文中采用图2 1 3 ( b ) 所示的双三角合成模式。 b 、 图2 1 3 电流矢量的合成 a ) 单三角合成模式b ) 双三角合成模式一c ) 双三角合成模式二 对于图2 1 3 ( b ) ，设矢量 、五和零矢量j 0 的作用时间分别为死、乃、， p w m 开关周期为瓦，由三角形正弦定理 五= m - s i n ( ：7 一y ) c 五= 所r s i n 2 t ：三( c 7 i 一五) ) h k 1 ( 2 3 1 ) 对于零矢量的选择，应以一个开关周期中的功率开关管切换次数最少为准则， 即每个切换过程中只有一对功率开关管通断，可得不同区域零矢量的选取如下表 所示。 表2 2 不同区域零矢量的选取 区域 ii iv 零矢量1 11 9i s1 71 9i i 表2 3 示出了各扇区矢量切换顺序。 华北电力大学硕士学位论文 2 4 2s v p w m 控制系统 与s p w m 控制系统相似，s v p w m 控制系统也可分为开环与闭环，s v p w m 的 开环控制系统、闭环控制系统与s p w m 的开环控制系统、闭环控制系统相对应，控 制框图不再累赘。 2 5c s r 的多重化研究 目前电流型整流器多重化方法可分为两类：( 1 ) 将多个整流器模块的交流侧 通过移相变压器并联，直流侧通过均流电感并联；( 2 ) 将多个整流器模块交流侧 直接并联，直流侧通过均流电感并联，如图2 1 4 所示。方法二由于省去了结构复杂 的大容量移相变压器，因此较经济【l s 】。 图2 1 4 多重化c s r 拓扑结构 1 9 华北电力大学硕士学位论文 对于多重化整流器中每一个整流器单元，分析方法和上述三相c s r 一致。 2 5 1 基于s p w m 载波轮换技术的组合电流型p w m 整流器 结合s p w m 技术与轮换技术，可以在较低的器件开关频率下实现较高的开关频 率效果。当采用载波相移s p w m 技术时，如果载波信号频率较低，因载波信号相移 造成的各个模块的直流侧平均电压不等十分严重，从而造成各个模块直流侧电流不 均【1 9 l 。这里加入轮换技术，减小了由于相移技术所带来的直流侧电流不均问题。 2 5 1 1 载波相移s p w m 技术 对于整流器的n 个整流单元，各个整流单元的调制信号的幅值和相位是完全相 同的，载波信号的幅值也相同，但是各个模块载波信号的相位均匀错开。 对于图2 1 4 所示的电路结构，三角载波的相移角度为a 0 ( a 0 = - 3 6 0 。n ) ，当 n = 3 时，则相邻模块间的载波信号相位差为1 2 0 。载波相移s p w m 的控制框图如图 2 1 5 所示。 图2 1 5 载波相移s p w m 的控制框图 出于对整流器效率和i g b t 器件特性考虑，一般开关频率较小，此时，由于各 模块间载波信号的差异，直接并联的整流器装置各模块间直流电流分配严重不均。 华北电力大学硕士学位论文 如图3 1 1 ( d ) 所示。 2 5 1 2 载波轮换s p w m 技术 为了解决载波相移所带来的各模块间直流电流分配不均的问题，以某一个周期 t 。p 让各个载波信号在各个模块间轮换，则在n t 。印个周期里，每个模块被每个载 波信号各控制t t 。时间。这样可以避免由于各个模块被相位不同的载波信号控制 而引起的直流侧电流不均，这就是基于载波轮换的均流方法。 载波轮换s p w m 的控制框图如图2 1 6 所示。 图2 1 6 载波轮换s p w m 的控制框图 2 5 2 基于s v p w m 与轮换相移技术的组合电流型p w m 整流器 2 5 2 1 相移s v p w m 技术 相移s v p w m 基本原理是通过在多组相同p w m 电源模块之间均匀错开采样时 刻，从而达到在不提高单组模块开关频率和保持主电路拓扑结构的前提下获得高的 等效开关频率，减少系统输出波形的谐波含量 2 0 j 。具体到图2 1 4 中，在n 组整流 桥中，所有整流桥的采样点依次相位差为： o ：- 2 矿似( 2 3 2 ) 式中厂为电网频率；石为采样频率。 当n = 3 、，位于i i 区时的某个采样周期内各整流器、组合整流器的相电流输出 波形如图2 1 7 所示。 2 1 华北电力大学硕士学位论文 n 寺= ：耵 一厂t 一 辅：萨仁2 三二删ll 。”尹雄车0 4 蒋n “省一 ：一墓夔妻蛰睦照 r 书一牛j + 碍旷矿t t h ! 嚣乒i 稿 剥i e 剿滓 图2 - 1 7 一个采样周期内各整流器、组合整流器的电流矢量及作用时间 从图2 - 1 7 可以看出，每个整流器电流在个采样周期内发生了6 次变化。而对 于组合整流器，在o f 1 ，h i + j j 斗五= 2 如；在t l t 2 ，j 爿i + 如+ j i 司j + 2 厶；在t 2 t 3 ， 卢j l + 五十屯= 2 j l + 屯；在，1 7 f 1 8 ，j 砥+ 而+ 如= 1 2 。组合整流器交流侧相电流在一个 采样周期内发生了1 8 次变化，是单个整流器的3 倍。所以，在一定的开关频率下， 组合整流器比单个整流器单元对应的指令电流矢量的运动轨迹更接近圆形，说明相 移s v p w m 方法可以降低输出谐波，改善输出波形。 2 5 2 ，2 轮换s v p w m 技术 与载波相移s p w m 相类似，由于各整流模块指令电流的相位差异造成了各模块 间直流电流分配不均的问题。以某一个周期t s 。将相移的指令电流信号在各个模块 间轮换，则在n t 。叩个周期里，每个模块被每个指令电流信号各控制了t 。，时间。 这样可以避免由于各个模块被相位不同的指令电流信号控制而引起的直流侧电流 不均。 2 6c s r 的电路参数设计 本文设计p w m 整流器的交流侧输入电压有效值e = 2 2 0 v ，直流侧额定电压 u d 。= 4 0 0 v ，额定电流矗。= 2 0 0 a 。设计三个整流单元的电路，即图2 1 4 中n = 3 ，为 了防止直流侧电流不均对电路造成的损坏，每个整流桥均按照直流侧额定电压 矾。= 4 0 0v ，额定电流e 。= 2 0 0a 设计。这里考虑一个整流单元的设计。 华北电力大学硕士学位论文 2 6 1 三相c s r 交流侧三c 滤波参数设计 2 6 1 1 三相c s r 交流侧滤波电容参数设计 由于三相c s r 交流侧电路的对称性，因此可以一相为例进行研究，三相c s r 一 相交流侧等效电路如图2 1 8 所示。 图2 1 8 三相c s r 一相交流侧电路 当- - - i c s r 采用p w m 控制时，其交流侧电流“为 i j t = o j 泸a ，b ，c ) ( 2 3 3 ) 由于西中含有谐波分量，因而三相c s r 交流侧电流j 。中亦含有谐波分量。为 了滤除珞中的谐波分量，并使三相c s r 网侧电流谐波总畸变率满足一定的性能指标 要求，三相c s r 交流侧需设置滤波环节。另一方面，三相c s r 直流侧电压v d 。为 v 出= q 匕 ( 歹= d ，b ，c ) ( 2 3 4 ) 式中v ，( ，= 口，矗，c ) 三相交流侧电压。 显然，当v ；中含有低次谐波分量时，三相c s r 直流侧电压”d 。亦含有低次谐波 分量，从而在直流电流中产生低次谐波电流。若要获得较为理想的直流电流波形品 质，须加大直流侧电杆参数设计。这样便增加了损耗；另外，在设计三相c s r 交流 侧滤波环节时，应便其交流侧电压谐波总畸变率满足一定的性能指标要求。 由图2 1 8 易得三相c s r 交流侧滤波环节谐波电流传递函数g l l ( s ) 为 啪) = 再 俨咖，c ) ( 2 - 3 5 ) 式中毗、r 广三c 滤波环节电感支路、电容支路等效电阻。 可见，三相c s r 交流侧l c 滤波环节传递函数呈现二阶传递特性。因此，当设 计l c 滤波环节参数时，首先须确定合理的l c 滤波器截止频率，以滤除p w m 谐波， 并有效地抑制低次谐波电流。另外，还须使l c 滤波器具有一定的阻尼比，以抑制 网侧电流振荡。 由于p w m 谐波主要分布在开关频率的整数倍频率附近，且对于不同p w m 方 式其谐波分布及幅值略有差别，但不论采用何种p w m 方式，其l c 滤波器设计必 华北电力大学硕士学位论文 须充分考虑p w m 开关频率点附近的谐波衰减，与此同时，还需确保足够大的基波 增益【2 1 1 【2 2 1 。 另外，l c 滤波器设计还需限制其自然振荡频率c o 。处的增益，以抑制电网电动 势畸变时的网侧电流中的低次谐波分量。 根据以上l c 滤波器设计思路，可以定义以下三个不同频率点处的l c 滤波器幅 频增益，即： 2 s i 揣l z o l o g l 揣l 2 嘶g l 乏赳。 = 4 = 4 = 4 ( 2 3 6 ) 式中国。p w m 开关角频率； ，广无阻尼自然振荡角频率； l 基波角频率。 实际上，对于具体的三相p w m 控制，其c s r 交流侧电流频谱分布是确定的， 图2 - 1 9 a 出示了三相c s r 交流侧电流在开关频率点c , 0 。及滤波器自然振荡频率点国。 上的幅频特性。显然，根据所希望的三相c s r 网侧电流幅频特性( 见图2 1 9 b ) ，即 可求出所需l c 滤波器幅频特性，如图2 - 1 9 c 所示。 产伞4 “t 9 d 0 l 图2 - 1 9 三相c s r 电流频谱及滤波器特性 ( a ) 三相c s r 交流侧电流幅频特性( b ) 三相c s r 希望的网侧电流幅频特性( c ) 所需的 三c 滤波器幅频特性 2 4 华北电力大学硕士学位论文 孝臻 协3 7 ) 球 = 昙饥 = 0 t 、如、t 】r = 丁7 笔 式中、v 口三相c s r 交流侧电流、电压的d 、q 分量 以、喝p w m 占空比d 、q 分量 卜坐标旋转变换矩阵 t =c