（电力电子与电力传动专业论文）6kva三相逆变器的研制.pdf

6 k v a 三相逆变器的研制 4 变压器和输出滤波电感产生的音频噪音大 5 电路拓扑简洁 只需两个功率开关 且功率开关电压应力高 2 u i 适用于低输 入电压逆变场合 该电路无直通 无需隔离驱动 可靠性高 l 1l 妯乙 1 冉 h 阿n j d 5 l j 1 j d 6 h z u r bu c d 2 3 2 宁i i占 u 图1 1 推挽式逆变器电路拓扑 1 1 2 阶梯波合成逆变器 为了减小方波逆变器输出波形的谐波含量 人们采用阶梯波合成静止变流器 它 是由升压b o o s t 变换器和阶梯波合成逆变器级联构成 如图1 2 所示 对于大功率 逆变器阶梯波合成常采用移相叠加法 根据 谐波抵消 理论 通过n 个相位相差厅 n 的逆变器或变压器副边n 个绕组输出的n 个依次相移疗 n 不同幅值的方波或矩形 波来实现波形叠加 使合成的谐波含量最小 图1 2 阶梯波合成逆变器电路结构 这种电路的特点为 1 功率器件和n 相变压器的工作频率为4 0 0 h z 变压器体积 重量大 产生的音频 噪音大 2 输出电压谐波含量很小 最低次谐波为2 n 1 次 故整个交流滤波器的重量和体 2 南京航空航天大学硕士学位论文 积小 由于主功率回路的滤波器大幅度减少 使整个静止变流器的效率提高 可 达8 0 以上 3 对于电网电压和负载的波动 系统动态响应特性好 4 由于每相功率电路承担i n 的总功率 故功率管不用并联就可以得到较大的功率 输出 5 电路拓扑复杂 功率开关数目多 6 逆变电路本身没有调压功能 输出电压调节只能由前级的b o o s t 变换器来调节 7 整机体积 重量仍较大 1 1 3 正弦脉宽调制式静止变流器 将正弦波 调制波 与高频载波 三角波 相交生成的正弦脉宽调制信号用来 控制驱动逆变桥功率开关 便可得到脉宽宽度按正弦规律分布的s p w m 波u 如图卜4 所示 图卜4 b 为单极性正弦脉宽调制波 图卜4 c 为双极性正弦脉宽调制波 这种电路的特点为 1 变压器仍工作在工频 体积大且笨重 体积与重量仅和输出电压频率有关 与逆变 器开关频率无关 提高逆变器开关频率并不能减小变压器体积和重量 2 输出滤波器体积 重量小 3 对于输入电压和负载的波动 系统的动态响应特性好 4 变压器和输出滤波电感产生的音频噪音得到改善 5 功率器件开关频率高 开关损耗增加 降低了系统变换效率 u b 单极性s 嗍渡 c 取掘性s p w m 竣 a 电路拓扑 图卜4 正弦脉宽调制逆变器电路拓扑及其原理波形 1 1 4 航空静止变流器a s i 的发展方向 欧 美等发达国家对静止变流器的研究比较早 因此他们的研究处于比较高的水 平 不断的发展出新一代的新型功率器件和新材料 其工艺方面正在向表面安装 二 次集成等方向发展 在控制方面正在向多环控制 数字控制等方向发展 并采用高频 软开关技术 例如美国s u n d s t r a n d a l l i e d s i g n a l k g s 公司研制的新一代a s i 采用 m o s 功率器件 电流控制 表面安装 二次集成 高频化等技术 并实现了高功率 6 k v a 三相逆变器的研制 密度 高效率的模块式电源结构 体积 重量小 可靠性高 但具体的电路结构尚未 清楚 目前 国内研制成功并批量生产的a s i 相当于先进国家第二代a s i 技术水平 采用的是f l y b a c k 变换器与s p w m 逆变器组合式a s i 电路结构 最新采用的 d c d c d c a c 电路结构组合式a s i 的开关频率可以达到1 0 0 k 但其品种少 容量小 不能满足现有战斗机的需要 更不能满足第四代战斗机 舰载机的需要 因此提高我 国航空静止变流器的研究水平显得尤为迫切 总之 静止变流器正朝着高功率密度 高变换效率 无污染 智能化的方向发 展 随着微处理器的发展 数字控制是将来静止变流器的发展方向 1 2 几种常用三相逆变器主电路拓扑及其原理 目前三相逆变器的主电路拓扑主要有三相桥式逆变器 三相半桥逆变器和三相四 桥臂逆变器等几种结构形式 l 三相桥式逆变器 三相桥式逆变器的电路结构简单 采用的器件少 功率管承受母线电压 但是为 了得到三相四线制的输出电压 提高逆变器带不平衡负载的能力 必须在输出端增加 中点形成变压器 使逆变器的体积和重量显著增加 1 a b c n 2 三相半桥逆变器 三相半桥逆变器也有结构简单 功率器件较少等特点 利用电源输入端的两个串 联电容的中点 作为输出的中点 可构成三相四线制的输出 为了防止中点电位的偏 移 串联电容的容值必须很大 使逆变器的体积和重量增加 而且半桥电路只是利用 直流母线电压的 半 因此 三相半桥逆变器仅适合于低压小功率输出的场合 4 南京航空航天大学硕士学位论文 a b c n 3 三相四桥臂逆变器 三相四桥臂逆变器是在三相桥式逆变器的基础上增加一个桥臂 该桥臂的作用是 形成输出中点 减小不平衡负载时三相输出的不对称度 逆变器的输入端采用谐振直 流环节时 四个桥臂的功率管均可实现零电压开关 1 虽然该逆变器的控制比较复杂 但仍是目前研究的一个热点 a b c n 4 组合式三相逆变器 组合式三相逆变器由三个单相逆变器组合而成 每相逆变器相互独立 只要控制 三相基准正弦波互差1 2 0 将三台输出的地连在 起作为中线 就可以实现三相四线 制的输出 6 k v a 三相逆变器的研制 由于三相半桥逆变器电路具有实现简单 所需元器件少 成本低等优点 另根据实际 工作要求 既可以实现单相工作又可以三相工作 因此本课题最后选定采取三相半桥 逆变器电路作为主电路 1 3 逆变器的主要控制技术 目前逆变器的控制主要有p w m 控制和d p m 控制 l p w m 控制 p l v m 控制技术的发展最为成熟 主要包括空间矢量控制 滞环控制 s p w m 控制 开关点预制和无差拍控制等 对于硬开关逆变器来说 可以采用不同的p w m 控制技术 由于开关点精确 可在允许的开关频率下最大限度地消除输出波形中的谐波成分 因 而逆变器电气性能优良 但对于谐振直流环节逆变器 r d c l i r e s o n a n td cl i n k i n v e r t e r 来说 逆变器功率管的开关除满足一定的控制规律外 还必须选择在直流 环节电压为零阶段 开关点在时间轴上成为离散的点 无法采用p w m 控制 而只能采 用d p m 控制n 3 3 2 d p m 控制 d p m 控制是r d c l i 逆变器的主要控制方式 典型的d p m 控制方式有 电流调 节型d e l t a 调制 c r d m c u r r e n tr e g u l a t ed e l t am o d u l a t i o n 优化离散脉冲调制 o d p m o p t i m a ld i s c r e t ep u l s em o d u l a t i o n 滞环控制脉冲调制 h c p m h y s t e r e s i s c o n t r o l l e dp u l s em o d u l a t i o n 和空间矢量d e l t a 调制 s v d m s p a c ev e c t o rd e r a m o d u l a t i o n 等 控制核心均是采用滞环控制原理 使控制变量在一定的环宽内跟踪给 定信号变化 控制变量可以是输出电压 输出电容电流 或滤波电感电流 其中 h c p m 控制简单 逆变器输出性能较优 易于实现 h c p m 具有三态和两态变化工 作状态 电感电流在一定的正负环宽内跟踪给定电流变化 在电流误差较大的地方 h c p m 两态工作 加快响应速度 在电流误差较小的地方 h c p m 三态工作 满足 脉冲极性连贯性原则 p p c r p u l s ep o l a r i t yc o n s i s t e n tr u l e 可以减小电感电流的脉 动量 降低回馈能量对直流环节电压的影响 1 3 1 滞环控制型逆变器的介绍 p w m 控制方案中有很多是电压控制型 o u t p u t v o l t a g e c o n t r 0 1 被控制量是输出 电压 电流的大小取决于负载电路 但在交流调速系统中 交流电机控制性能主要取 决于转矩和电流 因而电流控制型p w m 技术在实用中受到越来越多的重视 通过电 流闭环反馈 可以产生多种电流控制型p w m 控制方案 其中滞环电流控制 h v s t e r e s i s c u r r e n tc o n t r 0 1 是最简单 用途最广泛的一种方法 1 1 其基本原理可简述如下 设滞 环比较器d h c 的环宽为 i i 对应着设定的最大电流偏差 当实际电流i 比参考电 流i r 高 i 时 滞环比较器的输出使对应的逆变器桥臂上开关器件截止 下开关器件 导通 迫使电流下降 当实际电流降到比参考电流低a i 时 d h c 的输出使相应逆变 桥臂上开关器件导通 下开关器件关断 如此上下两开关反复通断 迫使实际电流在 6 南京航空航天大学硕士学位论文 一个允许的偏差范围内跟踪参考电流 电流滞环控制电路具有响应速度快和自然限制 峰值电流和高度稳定性等优点 然而滞环控制型逆变器产生的脉冲调制波的谐波频谱 会随着输入电压 反电动势及负载的变化而变化口3 1 使得谐波频谱的变化范围较宽 因此滞环电流控制型逆变器相对于高频固定开关频率控制方式有较大的噪音 而且由 于谐波的频谱较宽 也给低通滤波器的设计增加了难度 为了解决这一问题 有人用 缩小滞环宽度的方法来提高逆变器的调制频率 使大部分的谐波频率都在音频和机械 谐振频率以上 但是这会造成管子的开关损耗显著的增加 目前比较有效的方法是采 用随机脉宽调制技术r p w m r a n d o m p u l s e w i d t hm o d u l a t i o n 它的主要原理是通过 变环宽实现恒频调制1 4 i 滞环控制型逆变器按其滞环宽度可分为固定环宽和变环宽方式 所谓固定环宽方 式是指在整个周期内滞环宽度是不变的如图i 4 a 而变环宽方式是指在一个输出 周期内滞环宽度按照一定的规律在变化 目前变环宽方式主要有正弦变化的环宽如图 i 4 b 和固定和正弦结合的混合型环宽如图1 4 c 与正弦性环宽的滞环控制逆 变器相比 固定环宽方式的滞环控制逆变器的调制频率较低 电流脉动较大 反之正 弦性环宽的滞环控制逆变器的调制频率较高 电流脉动宽度可随着电流的幅值而变化 因此电流脉动小 电流的谐波含量较低p i 混合型滞环控制逆变器是综合了以上两者 的特点 即开关频率不会太高 而电流脉动量较小 滞环控制型逆变器按其调制方式又可分为两态调节和三态调节 两态调节只有输 入能量和回馈能量两个状态 在半个输出周期内 其脉冲调制波是双极性变化的 由 于其主电路及控制电路实现简单 综合考虑以上的各种方法 本谭题选择了定环宽两 态调节的滞环控制逆变器 带环上限 f 滞环上限 蒋妄睾弧 鬻嚣麟 j j j 潮 7 屣瓣j 7 渺 图卜4 a 崮定环宽图卜4 b 正弦型环宽 图卜4 c 混合型环宽 1 4 本文的主要内容及主要意义 1 4 1 本文的主要内容 本文课题主要为某型飞机低压直流改造项目中的中频电源研制 选题为 6 k v a 三相逆变器的研制 其输入为三相电机绕组输出3 8 0 伏5 0 f i z 交流 自然形成中 点 输出为三相1 1 5 v 4 0 0 h z 的交流电 本文主要对d c a c 逆变器的构成原理 控 制方案 参数设计等进行了研究 主要内容分为以下五章 6 k v a 三相逆变器的研制 第一章绪论主要介绍了本课题的研究背景 研究的主要内容和意义 第二章介绍了三相逆变器的电路构成 工作原理 详细分析了单相逆变器的系 统构成 第三章分析了逆变器各关键参数的设计准则 第四章详细介绍了逆变器各部分的控制电路 第五章对系统进行了较详细的s a b e r 仿真研究 第六章对机内电源进行了分析设计 第七章给出了原理样机实验波形及实验数据 1 4 2 本文工作的主要意义 本文工作的主要意义为 l 在前人的基础上研制了6 k v a1 1 5 v 4 0 0 h z 三相四线制逆变器的原理样机 2 系统由电压外环和电流内环构成 电流内环可以等价为一电流放大器 易于实现 逆变器的并联 可以进一步提高容量和可靠性 3 深入地介绍和分析了两态电流滞环控制型逆变器中系统参数和性能的相互关系 对其进行了较详细的仿真研究 对今后的工作具有指导意义 南京航空航天大学硕士学位论文 第二章三相变流器系统构成及其工作原理 2 1 三相静止变流器的构成 三相静止变流器由输入整流 输入滤波器 d c a c 主电路 输出滤波器 控制 保护电路 保护电路 驱动电路组成 其结构如图2 一l 所示 每台变换器 1 1 5 v 4 0 0 h z 图2 1 三相静止变流器结构框图 输入3 8 0 w 5 0 h z 三相交流电 经过自耦变压器和整流桥变换成3 5 0 4 5 0 v d c 的直流 电供给逆变器 经过l c 滤波后输出11 5 v 4 0 0 h z 的三相交流电 2 2 三相静止变流器的主电路拓扑 图2 2 三相静止变流器电路图 图2 2 为三相逆变电路 该三相逆变电路实际是三个单相半桥逆变电路组合而 成 通过两态滞环控制方式在每个桥臂的中点与电容中点之间得到一系列脉冲调制 波 经过l c 低通滤波器 滤去高频成分 在滤波容两端获得4 0 0 h z 的光滑的正弦波 其脉冲调制波和输出电压的示意图如图2 3 所示 该逆变电路具有以下一些优点 1 该电路既可以三相工作又可以单相工作 因此运用场合灵活 i 2 由于三相控制系统是相互独立的 因此带不平衡负载的能力较强 3 该电路功率器件较少 成本较低 6 k v a 三相逆变器的研制 n 几几r 几几nnn 几几n 几l luuuuuuuuuuuuu 一 弋 一 图2 3 u 间的电压和输出电压 逆变器系统控制框图如图2 4 所示 图2 4 逆变器系统控制框图 2 3 三相静止变流器的工作原理 由于图2 2 三相逆变电路实际是三个单相半桥逆变电路组合而成 因此我们可 通过c c o o 所组成的单相半桥逆变电路 如图2 4 介绍其工作原理 在控制方案中我们采用两态滞环电流控制 两态滞环电流控制就是将电感电流作为 反馈量与给定电流进行比较 当反馈电流超过滞环上限时q 导通 电感电流减小 当反馈电流超过滞环下限时9 导通 电感电流增大 设 为电流给定信号 i s i no j r 为滞环宽度 f 为反馈电流 即取自电感电流 南京航空航天大学硕士学位论文 材 l o a d 图2 4 单相逆燹器的主电路 当i g i l a i 时z f 日 一 q l 导通 i 矿上升 即 1 态 当i g i 盯一a i 时 日 u q 2 导通 i 玎下降 即一l 态 当i 厶r a i i i 盯一a i 时保持前一个开关状态 电流参考方向如图2 4 所示 这样就实现了两态滞环控制 其中两态是指逆变桥 i me g e 的两种状态 即u 彳 一u 彳状态 在实际电路中 空载和阻性负载 时电感电流均超前于输出电压 感性负载时根据滤波参数和功率因数的不同 电感电 流可能滞后于输出电压也可能超前于输出电压 但在不同种负载情况下逆变电路工作 模态相似 因此下面我们以阻性负载为例对两态滞环控制型逆变器的工作模态进行分 析 忽略电感电流的脉动 设电感电流为i f f r s i n c o t 输出电压为 u 一s i n c o t 一0 波形如图2 5 所示 电感电流与输出电压的正方向如图2 4 所示 图2 5 输出电压和电感电流波形 从图2 5 可以看出 在输出电压的正半周期内有两个工作模态a b 模态a 中 电感电流与输出电压同向 此时主要是输入的直流电压向逆变器传输能量 在模态b 中 电感电流与输出电压反向 此时主要是滤波电感和滤波电容储存能量回馈给主电 路电容 给主电路电容充放电 这也是两电容中点电压会产生偏压的原因 设反馈的 电感电流为f f k f k r 为电感电流的反馈系数 谲 6 k v a 三相逆变器的研制 l 模态a 0 c o t 丌 当i i 一a i i r i a i 时 o 开通 电容g 继续放电 滤波电感电流通过q 的体二极管继 续向电容c 充电 回馈能量 电路拓扑如图2 7 u 矿一 l f p 2 u o j d f o 当i g a i a i 时 q 开通 电容c 继续放电 向逆变器输入能量 电容c 1 被充电 电路拓扑如图2 9 所示 u 一u 泛 一 生d t 一u 2 一u 当i 一a i 一厅一a r c t g n a 即 曰r 曲线都在浮动一万线以上 则系统是稳定的 否则系统是不稳定的 一滞环控制逆变器当为两态调制时直流端输入4 0 0 d c 当为三态调制时直流端 输入2 0 0 d c 输出2 k v a 4 0 0 h z 1 1 5 v 交流 将其主电路及控制电路参数代入g s 贝u 可得g 开 s 的伯德图如图 2 1 1 所示 当取矗 2 时m a x j 4 m 2 u 呢 6 3 6 6 2 浮动零分贝线是一2 0 1 9 6 3 6 6 2 z 一3 6 d b 如图 2 1 1 幅频曲线图中水平线所示 由于 迟滞比较器描述函数n a 没有虚部 所以 浮动一石线即为一石 根据上述的稳定 性判据可以判断该系统稳定 相角稳定裕量约为7 2 随着环宽h 的增加相角稳定裕量 减小 对于非线性系统其稳定裕量应取得比线性系统大一些 2 4 2 两态滞环逆变器稳定性分析 当为两态滞环控制时 迟滞比较器的描述函数为 1 4 南京航空航天大学硕士学位论文 州 等扛 等 c z 吲 其中a 为迟滞比较器正弦输入信号的幅值 且a h h 为滞环比较器的宽度 因为 4 厅且l 爿 l 4 u 丁m 为单调递减函数 所以当取矗 2 时 m a x l n 爿 1 三 浮动 零分贝线为一2 0 l g l m a x n a i 一4 2l d b 浮动一万线为一万 d r c 留了 竺亍 爿i h 2 a h 2 其g 开 5 的伯德图如图 2 一1 2 所示 由图可知 该系统在一定条件 下蜘一稳帝 图 2 1i 三态滞环g 开c s 的伯德图 图 2 一l 2 两态滞环g 开 s 的伯德图 系统 其相角裕量为7 8 一a r c t g 从该式可以看出 当a 一定时 h 较小 2 一l 则系统稳定性较高 这与仿真及试验所观测到的结果一致 2 4 3 两种滞环控制的稳定性比较 由以上分析可知 三态滞环控制系统的相角裕量为一定常值 而两态滞环控 制系统的相角裕量为a 和h 的函数 其稳定性受 取傻的影响较大 因此三态控制 系统的稳定性要略好于两态控制系统 从对系统进行仿真的波形中我们也可以看到在 相同条件下 当三态滞环环宽的取值远大于两态滞环系统稳定的极限环宽h 时系统仍 处于稳定状态 2 5 滞环控制逆变器系统的线性化 6 k v a 三相逆变器的研制 图2 1 3 线性化后的系统框图 当调制频率足够高时 远高于输出滤波器频带宽度 时 电流环可等效为一个电 流跟随器 比例环节 则可以得到线性化后的逆变器系统如图2 1 3 所示 因此电流 滞环控制型逆变器的电流内环具有降阶作用 消除了滤波电感给系统带来的影响 使 系统成为一个稳定的二阶系统 但是这个模型是在忽略了一些次要因素后得出的 在 实际系统中如果系统的开关增益做的太大 仍会导致系统不稳 由此可得线性化后系统的闭环传递函数为 矶 一 b 去 k g s 二贮 l k 订 k 丹 二i k g d 2 6 总结 本章详细分析了逆变电路的两种工作模态 应用对数频率特性曲线对滞环系 统进行了稳定性分析 通过对电流滞环进行线性化可以将电流内环等价为一受控电流 放大器 使系统由二阶系统降为一阶系统 提高了稳定性 南京航空航天大学硕士学位论文 第三章逆变器主要参数的设计及分析 3 16 k v a 三相逆变器的主要性能指标要求 输入电压 d c 3 6 0 v 4 5 0 v 输出电压 单相a c l l 5 v 3 三相a c i 1 5 v 3 输出功率 三相6 k v a 每相2 k v a 输出频率 4 0 0 h z 1 h z 谐波失真度t h d t h d 励 圳z 嘶 取输入电压为1 8 0 2 3 6 0 所以直流端输入电压应取u i 3 6 0 伏 3 2 2 输出滤波器的设计 滤波器的设计基本要求是在满足变流器输出所要求的波形失真度的前提下 使滤 波器的体积 重量最小 为了保证逆变器能输出正弦度好 失真度小的正弦波 在单 相逆变器中采用l c 滤波器 但是由于两态电流滞环型逆变器是变频调制的 输出调 制波中的频谱范围较宽 如果负载恒定 要想较好的滤除基波以外的各种谐波分量 其设计已经较难 如果负载及功率因数的变化范围很宽而又要求谐波含量很低 则设 计就非常困难了 此外 滤波器电感值的选取对调制频率也会有很大的影响 下面根 据两态电流滞环型逆变器的调制原理来分析滤波器的参数设计 3 2 2 1 输出滤波电感值的确定 滤波电感l 在两态电流滞环控制中有两个作用 一是滤波作用 与滤波电容组 成低通滤波电路 滤除逆变桥输出的脉冲调制波u 的高次谐波分量 二是作为积分 环节 为电流闭环控制提供锯齿波 实现滞环控制 1 7 6 k v a 三相逆变器的研制 根据两态电流滞环控制工作原理 l f 取值不能太大 若l f 太大 一方面影响电 流的跟踪速度 一旦电感电流i 的变化率跟踪不上给定电流率 的变化 将使输出 电压失真度增大 另一方面增加了电感上基波的电压降 使输出电压稳态精度降低 l f 太大还会导致系统的动态响应较慢 所以 电感的最大取值一定要满足一个斜率 条件 即反馈电感电流信号的变化率在任何情况下不能低于给定电流信号的变化率 如式 3 1 所示 堕 堕 3 1 设f 一s i n 珊 t 那么当t 2 0 时电流给定变化率最大 其中 一为控制电源 电压即 乱 乱吐 c 当电感电流超前电容电压口角时 此时 引起电感电流增长的是电 容电压 所以 一d 4 唑 竺 3 3 d t l f 当电感电流滞后电容电压口角时 此时引起电感电流增长的是电源 电压 所以 d l f 堑型掣 3 4 d tl j 联立 3 一l 3 2 3 3 和 3 4 解得 吆二生蝼塑竺 唑 竺2 塑 3 5 i g m c o 式 3 5 仅给出了滤波电感的上限值 而减小滤波电感 可以改善电路的动态 性能 减小体积 但如果滤波电感l f 太小 则在一定的f s 或 0 下 电感电流脉动 量增加 导致输出电压波形失真度增大 所以电感的最小取值要满足电感电流的最大 脉动量小于所限定的最大电流变化量a i 一 根据工程经验 一般取 f 巧一 o 2 一 其中 跏 为负载电流最大有效值 0 一 露一 弓 当输出 电压为零并且逆变器处于供电状态时 一有最大值 即 l 丽u a b 所以 南京航空航天大学硕士学位论文 沙骊u a b 3 6 其中工为开关频率 其值应远大于输出频率无 工越大 功率器件开关延时误 差越小 输出波形失真度越小 系统动态响应速度也越快 使输出所需滤波器小 但 工过高 则最大占空比小 需要提高u 从而提高i g b t 得电压额定值 在实际电路 中工并不固定 但为了方便计算 综合考虑取工 1 0 0 k 综合考虑式 3 s 及式 3 6 得 旌q 硎n c 警 一u o m s i n a 根据上式 代入数据得o 4 6 m h l 心 所以 墨 j 故 可以推出冬 生 代入电感量计算公式 3 7 式得 d 跚 华 s 8 要求当电感电流流过最大值 时 要确保铁心不能达至 饱和 所以工作磁感应 强度b 应小于饱和磁感应强度b s 一般情况下 工作磁感应强度b o6 08 b s 确定b 06 b s 3 0 6 0 g s 将上面分析的参数代入式 3 8 计算得 南京航空航天大学硕士学位论文 s c 占 型 孥 竺 坚 3 2 4 7 7 x 1 0 7 m 3 03 0 6 假设6 取4 m m 代入计算 所以s c 3 24 7 7 1 0 一z m 2 81 1 9 c m2 通过查手册 可以得到e e 8 5 b 满足要求 其有效截面积为a e 8 5 9 c m 2 811 9 c m 2 故可以选定 e e 8 5 b 作为铁心型号 其气隙大小们 坠鱼 业兰 3 7 8 m m a e葛 在得出要求的气隙后 可以计算出所要绕的匝数n 根据全电流定律推出 拿堕 尘垫壁里磐一4 1 8 所以可以确定导线需要绕n 4 2 匝才能满 2 i9 9 4 xx 1 0 足我们所要求的电感量 选择导线的线径 导线的电流密度一般取3 0 0 5 0 0 a c m 2 选定电流密度按有效值 计j 4 0 0 a c m2 而导线的最大电流为2 19 9 a 所以需要导线的截面积s c 为 s c 三 型册z 0 0 5 4 9 7 5 c m 2 54 9 7 5 肌肌 选取厚0 1 舢 宽5 8 m 的铜皮 j4 0 0 1 其有效截面积的5 8 o l i n 2 54 9 8 m m 2 满足要求 校验铁心窗口系数 k s c x x n 查表并经计算得e e 8 5 b 的窗口面积为8 3 19 卅肌 蟛 4 弋i x k 专等等 o 2 9 3 3 故选择以上的参数选择可以绕得下 3 2 4 功率管的选取 本系统中单相逆变器的功率为6 k v a 且在技术指标中要求有过流和限流功能 即当负载短路时系统应能维持5 秒钟左右的短路电流 并且短路电流要求大于2 倍额 定电流 所以在选取d c a c 功率管时应参考此短路电流 故功率管流过的最大电流 等于流过滤波电感电流的有效值 l c 2 其中 c r 为滤波电容电流的有效值 为输出电流的有效值 当负载短路时 2 3 47 8 3 a 滤波电容的电流有效值为 u o 叮 u 2 n f c f 1 1 5 2 x 3 1 4 x 4 0 0 x 2 0 1 0 s 7 8 a 则电感电流的最大有效值为 6 k v a 三相逆变器的研制 r l 2 2 考患到滤波电感的脉动量1 5 则电感的最大峰值电流为 i 1 1s 2 l 5 7 3 4 5 a 由于输入端直流母线电压为4 伏 管子所承受电压为 一u 三 2 0 0 矿 考虑到管子在开关时产生的电压尖峰以及直流输入端电压的波动 功率管的耐压按输 入直流电压的2 倍选取 则功率管的耐压为 u c e 2 矿 4 0 0 v 综合以上的分析选择i g b t 模块b s m s o g b 6 0 d l c b s m s o g b 6 0 d l c 的电气参数为 最 大连续通态电流为7 5 a u 耐压为6 0 0 v 3 2 5 主电路电容参数值的设计 半桥电路中要用两个大电容串联获得哆彳电压 要想计算出两个大电容的参数 值需计算出流过两个大电容中点引出端的电流值 在四分之一周期内给两大电容充电 的电流平均值为 f 扫4 n 其中 c 为流过电感电流的有效值 则给主电路电容c 充放电电流为 故在1 4 周期内电容上电压变化量为 肌1 2 么c y 堡2 u 其中7 为主电路电容的电压纹波系数 取其值为1 5 因此 c 型 u ix 式中 髟 4 0 0 船为半桥变换器工作频率 代入数值到上式得c 1 7 2 旷 实际取 c 2 0 0 3 2 6 滞环参数的选择 在两态滞环跟踪控制中 电流滞环宽度的选取直接影响到输出电流的跟踪特性 环宽的过大过小均会影响系统特性 如果滞环宽度 太小 虽然可以增加调节速度 2 2 南京航空航天大学硕士学位论文 但会增加功率管的开关频率 增大系统损耗 但是若滞环宽度 取得过大 虽然可以 降低开关频率 但是会使电感电流脉动增加 电流的误差增大 输出电压波形的谐波 含量增大 而且还有可能使系统发生振荡 从而破坏系统 因此选取一个合适的环宽 将有助于改善系统的性能 在实际情况中 a 不易用数学公式直接表达 一般取电感 电流的1 5 左右作为其对应的 值 但在实际电路中 由于滞环宽度受系统采样频 率的影响 所以滞环参数的最终选取还必须通过在仿真和实际电路中 结合实际的采 样频率加以适当调整 3 2 7 采样频率的选取 电感电流与给定电流进行滞环比较后要经过采样保持 如果采样频率取得较小 会导致滞环 比较器输出的开关信号经过采样后丢失 使功率管不能正确开通和关断从而使输出电压波形的谐 波含量增加 增大采样频率可以降低控制延迟 改善输出特性 加快系统的响应速度 一般逆变 器功率管的最大开关频率不超过二分之一的采样频率 因此采样频率的选取要综合考虑驱动延时 和死区时间以及功率管所能承受的最高开关频率 在本样机中由于选取i g b t 做开关管 通过仿 真比较 采样频率可选为 3 6 m h z 3 3 小结 本章详细分析了两态电流滞环控制型逆变器主电路的主要参数的原理和作用 并 根据实际工程技术的要求确定了各参数的理论数值 其中包括输出滤波器电感 输出 滤波器电容 功率管 滞环宽度和采样频率的分析设计 为以后实验样机的制作和调 试作好了准备 但在实际电路中这些参数值并不是孤立的 而是会相互影响的 例如 输入直流电压 滤波电感 采样频率 滞环宽度会影响电感电流的变化量和功率管的 开关频率 开关频率反过来会影响输出电压的波形和输出滤波器的选取 滤波电容和 负载共同决定滤波电感的电流 从而影响电感电流的变化量 而且实际中由于死区和 驱动延时等非理想因素的存在 使得这些参数的最终确定还要在实际的电路调试中进 行适当调整 6 k v a 三相逆变器的研制 第四章逆变器控制电路的分析与设计 4 1 三相基准正弦波的形成 基准正弦波作为电压瞬时控制逆变器的电压给定信号 其波形质量的好坏将直接 影响输出正弦波幅值和频率精度以及输出波形谐波含量的大小 因此 我们要求基准 正弦波发生电路能提供频率稳定性高 正弦失真度小并且幅值可调的正弦波形 1 单相基准正弦波发生电路 基准正弦波发生器由振荡分频电路 阶梯波合成电路和有源滤波电路三部分组 成 单相基准正弦波发生器电路如图4 一l 所示 振荡分频电路用于产生时钟信号 阶梯波合成电路由两片可预置计数器4 0 1 8 组成 用来合成具有1 8 块阶梯的阶梯波形 阶梯波通过有源滤波器滤除高次谐波 获得谐波含量很少的较理想的基准正弦波 1 输出 其总谐波含量t h d o5 3 8 5 c m 4 2 绕组计算 1 计算电感电流临界连续时原边电感l l m i k 寰争r 翥器x 0 7 5 1 1 6 6 2 m h 睁 2 计算铁芯上所开气隙的长度8 占 坐 墨 丝 箜 2 肠椤c b 2 1 0 2 1 6 0 7 5 1 2 3 1 4 2 2 2 8 5 7 2 1 0 o 0 3 7 c m 6 5 3 计算原边绕组匝数 6 k v a 三相逆变器的研制 n 1 16 6 2 1 0 00 3 7 v04 7 r 1 2 3 1 4 取n l 1 6 8 匝 4 计算匝比 确定各副边绕组匝数 1 2 3 n 1 2 2 1 08 1 6 7 0 3 6 6 釜型竺 7 1 一瓦w u u o 5 5 1 5 1 1 8 4 0 9 6 7 式 6 7 中u d 为输出整流二极管压降 同理可求得n 1 2 n 1 3 1 8 4 0 9 n 1 4 1 1 1 5 n 1 6 n 1 7 1 1 9 2 8 1 1 1 8 1 69 2 8 所以 各副边绕组的匝数为n 2 n l n 1 2 1 6 8 1 84 0 9 91 2 6 取 1 0 匝 同理n 3 取1 0 匝 n 4 n 1 n v 1 6 8 l l3 2 8 7 1 4 8 3 取1 5 匝 同理n 4 n 5 n 6 n 7 1 5 n 8 n l n 1 8 1 6 8 1 69 2 8 98 9 取n 8 1 0 匝 5 根据n 来校核原边电感 并计算各副边电感 三i m i n 华m 一 1 6 8 2 04 乃 12 3 1 4 00 3 7 1 1 7 9 8 x 1 0 计算值1 1 6 6 2 m h 厶 掣2 l o 一 4 1 8 0 1 1 0 6 o 同理 计算得l 3 m i n 4 18 0 1i th l 4 m i n l 5 m i n l 6 m i l 7 m i n 9 4 0 5 2 i th l 8 m i n 4 18 i t h 6 计算变压器原副边绕组电流有效值 储能变压器原副边电感电流波形如 图6 2 所示 原副边磁化电流为 k 器t o n m 3 6 0 1 17 9 8 1 0 3 1 0 8 6 8 6 9 图6 2 储能变压器原副边电感电流波形 4 5 1 0 0 1 3 7 彳 6 l o 量 韭二兰半 三筹 2 1 5 z 6 1 1 0 2 m i n i t u 同理计算得io4 l5 i i 1 5 2 a l8 2 3 1 6 4 原副边电流峰值为 1 1 p 2 z l 三l t t l 瓦五p o t 圭l j i t l 石而4 5 百x l x 蕊1 0 4 丢 o s 0 4 4 a 6 1 2 塑塞堕至堕丕奎兰堡主兰堡堡墨 一 1 2 p 击 札 面1 i 1 2 1 0 5 2 87a 6 13 同理计算得 1 3 p 14 1 6 a 但1 3 p 计算值小于i 3 所以该副边绕组应该工作在断续状态 所以 丝 堡2 型 竺一 0 9 0 9 1 u d 玎3 6 0 x 0 4 5 0 7 5 同理 第四 五 六 七 八副边绕组也都工作在断续状态 所以1 4 p l s p 1 6 p 0 9 3 2 a 1 7 p 18 6 5 a i s p o5 5 7 0 8 取0 2 a 原副边电流有效值为 fff毳lfdt5巧 1 1 t 2d t 厩瓦甭 再鬲五丙面姐z s 吲 睁 1 d i 2 2 p 1 2 v i 2 1 1 1 2 2 1 o 5 5 28 7 2 28 7 21 0 5 2 1 0 5 2 14 2 1 a 6 1 5 v j 因为第三 四 五 六 七 八绕组均工作在断续状态 所以 扣拱卜老矿加j 半矿 s 叫 同理计算得1 4 1 5 1 6 03 9 9 a 1 7 07 9 9 a i s 02 3 8 a u c 3 8 4 4 输出晶体管的平均电流 为 2 0 0 m a 峰值电流为 1 人故取 l a 7 1 确定原副边导线线径和股数 取导线电流密度j 4 0 0 a c m 2 根据s u j 可得原副边导线截面积为 s l 00 0 0 6 2 6 5 c m 2 s z 0 0 0 3 5 5 c m 2 s a 0 0 0 0 9 7 c m 2 s 4 s s s 6 0 0 0 0 9 9 7 5 c m 2 s 7 o0 0 1 9 9 7 5 c i l 1 2 s 8 00 0 0 5 9 5 c m 2 考虑到高频集肤效应 开关频率为f s 1 0 0 k h z 时 铜导线的穿透深度 为 a 厂 了 一 f 万丽瓦i 焉百丽丽 0 2 0 7 8 删 6 6 因此所选线径不能超过0 4 1 5 7 m m 选用d 03 8 r a m 的导线 其截面积为011 4 r a m 2 在n l n 8 中由于流过其电流值较小所以选用d 02 9 r a m 其截面积为o0 6 6 m m 2 铜线 并绕 并绕根数 o 0 6 2 6 5 0 0 6 6 09 5 根 取l 根 n 2 并绕根数 o 3 5 5 0 1 1 4 31 l 根 4 1 1 钟 r y 6 k v a 三相逆变器的研制 取3 根 n 3 并绕根数 o 0 9 7 01 1 4 08 5 i 根 取1 根 n 4 n 5 n 6 并绕根数 o0 9 9 7 5 01 1 4 08 7 5 根 取1 根 n 7 并绕根数 o1 9 9 7 5 01 1 4 1 7 5 2 根 取2 根 n g 并绕根数 o0 5 9 5 00 6 6 0 9 0 2 根 取1 根 8 校核窗口系数 k f s 1 n i s 2 n z s 3 n 3 s 4 n 4 i s s n 5 s 6 n 6 s t n s 一8 n 8 o 3 0 7 o 3 6 1 7 蟛 9 绕制方式 为了减小变压器的漏感 变压器的原副边应紧密耦合 因此变压器原副边应分层 绕制 从最内层到最外层分别为n 8 n 2 n l n 3 n 4 n 5 n 6 n 7 绕组 1 0 参数测试 用r l c 电桥测得原边绕组电感l l 4 8 8uh 副边绕组电感l 2 2 2uh l 3 1 51 u h l 4 1 5 1u h l 5 1 51u h 原边漏感l l k 2u h 6 2 2 2 功率器件的选择 l 功率开关管的选择 由于采用双管反激式电路 所以功率开关管上承受的电压应力和电流应力分别为 u u 2 4 5 0 v 6 1 8 i l p 丽i p oi 扣一o s s 功率管选用2 s k l 9 4 1 2 原边续流二极管的选择 原边续流二极管d e 承受的电压应力和电流应力分别为 u d l u d 2 u 4 5 0 面笔 拉一o 选用两个m v r l 6 0 串联而成 2 副边整流二极管的选择 整流二极管d 7 承受的电压应力和电流应力分别为 n u u 0 2 丽4 5 0 1 5 1 4 2 7 8 6 矿 6 1 9 f 6 2 0 l m p 2 p 2 8 7 a 6 2 1 同理计算得 整流二极管d 9 d 1 0 d 1 1 d 1 2 d 1 3 承受的电压和电流应力分别为 u d 9 2 4 27 8 6 v i d 9 p 2 09 0 9 a u m 0 2u d l l 2 u r n 2 6 6 1 7 9 v i d l 0 p i d l l p i d l 2 p 一 4 2 南京航空航天大学硕士学位论文 o9 3 2 a u d l 3 6 61 7 9 v i d l 3 p l8 6 5 a u d 6 4 5 0 8 6 i d 6 p 05 5 7 a 因为开关频率为 1 0 0 k h z 所以整流二极管d 6 d 7 d 8 d 9 d 1 0 d 1 1 d 1 2 d 1 3 选用快恢复二 极管b y v 2 6 c 1 a 4 0 v 二极管d 5 的作用是阻止启动时输入电压对死负载r 5 供电 使得电容c 3 上的电 压迅速上升 从而使u c l 8 4 3 快速启动 d 5 也选用1 n 5 8 1 9 6 2 2 3 死负载r 4 的选取 反激变换器不可以空载 所以在自馈电绕组那一路接死负载r 4 设计时死负载 消耗的功率按额定功率的5 4 5 5 22 5 w 来设计 死负载大小为 一 21 7 2 尺5 言 l 五 1 4 5 f 6 22 p00 5 5 4 5 其中u 为自馈绕组的输出电压 6 2 2 4 输出滤波电容的选取 根据参考文献 1 0 输出滤波电容为 c 卫 8 k r 6 2 3 式中 k 导 r 旦i o 为负载电阻 所屺 端等 4 l 7 旷 巳 祭一3 3 u f 8 33 c 8 1 7 5c 驴c 啦蒜篆 s c 庐淼 1 0 旷 c 蒜篆 3 旷 理论计算值与实际值存在一定差别 工程实际中往往选取比理论值大一些的电容 值 因为开关频率达3 0 0 k h z 输出滤波电容c 1 4 选用4 7 1 t f 2 5 v 钽电容 c 1 5 c 1 6 c 1 7 c 1 8 c 1 9 则选用1 0 u f 2 5 v 钽电容 6 2 2 5 滤波电感的选取 对于负载较大 2 5 v 输出 的那一路 电压纹波较大 须在该路输出中再加一 个由l 1 和c 1 2 组成的l c 噪声滤波器 取导线电流密度j 5 0 0 a c m 2 l 1 导线截面积 为1 3 j 1 6 5 0 0 00 0 3 2 c m 2 选取线径d 06 7 r a m 的漆包铜线 用小工字型铁芯绕制 电感值为2 0uh 左右 6 2 3 控制电路的设计 6 2 3 1 启动电阻r 3 和电容c 3 的设计 4 3 6 k v a 三相逆变器的研制 j r 由线路直流电压和启动所需电流来确定 u c 3 8 4 2 的典型启动电压为1 6 v 启 动时其偏置电流为l c c l m a 正常工作时其工作电流为 1 5 m a 当输入电压 u 3 6 0 v 电压采样电阻尺 2 0 k r 36 k 时 流过采样电阻r 和曩 的电流 1 2 为 旦 旦 o6 酬 2 丽2 丽刈嘣删 则起动电阻尺 的取值应为 r3 蝉 360 16 v 204 8艘 6 24 16 8 j m i c cm a 一 取r 3 2 0 0 k 功耗 纪1 1 r 1 2 l c c 2 r 3 1 6 8 2 2 0 0 5 6 4 5 r o w 取该电阻为 i w 即可 当电源关闭时 电阻r 3 也是电容c 3 的放电通路 启动完成之后 u c 3 8 4 4 的消耗电流 将随着对m o s 管的驱动而增至1 8 m a 左 右 随负载而变化 该电流由电容c 在启动时存储的电荷量提供 此时o g g c 上 的电压会发生跌落 当c 上电压跌落到i o v 时 u c 3 8 4 2 仍能保持工作 n 5 绕组实 现自馈电的时间7 o n 根据开关周期决定 一般取起动时间为5 m s u c 3 8 4 2 于是电容 c 的容量 c 2 学 型掣 1 5 4 胪 0 2 5 一1 瓦 一 石二t r 一 工 j c 选取标称值4 7 uf 2 5 v 钽电容 如果需要对高反压功率开关管提供更大 些的驱 动电流 可将c 2 值取得更大一些 另外 c 2 的容量加大 会使启动过程减慢 起到 软启动的作用 6 2 3 2 振荡频率的设置 开关频率为1 0 0 k h z 故将u c 3 8 4 4 的振荡频率设置在1 0 0 k h z 选时钟电容 c 1 5 l n f 0 0 0 1 9 根据 2 i i 菇面1 i z 丽 时钟电阻r 1 5 为 r k q c u f 一 南京航空航天大学硕士学位论文 r 旦三一 1 7 2 艘 6 2 6 f i c j 4 z c 6 旷 1 0 0 xo0 0 1 取标称值r 1 5 1 7 2 k q 6 2 3 3 电流检测电阻和滤波网络的选取 电流检测电阻r 5 为 尺5 旦 j 一 2 2 8 f l 6 2 7 一 o4 3 9 r 1 6 和c 1 6 组成的电流检测滤波网络时间常数应近似等于电流尖峰持