CPSSPWM调制技术研究及其FPGA实现.doc

装订线安徽工业大学 毕业设计（论文）说明书安徽工业大学毕业设计(论文)任务书课题名称CPS-SPWM技术的研究及其FPGA实现学 院 电气信息学院专业班级电子信息工程061班姓 名翟威龙学 号069064205毕业设计（论文）的主要内容:1. 学习电力电子技术的主要内容。2. 研究CPS-SPWM技术的原理。3.设计一种完全基于FPGA的CPS-SPWM调制波形产生的方案。4.完成对系统的软硬件测试。起止时间：2010年3月5日至2010年6月1日共14周指 导 教 师签 字系 主 任签 字院 长签 字摘要在分析了多电平逆变原理的基础上，分别对双极性CPS-SPWM和单极倍频CPS-SPWM的调制原理和输出波形进行了严密的公式推导和理论分析。在比较了几种CPS-SPWM调制脉冲产生方案后，为了解决一些存在的问题，提出了一种完全由FPGA产生CPS-SPWM调制波的设计方案，并在EP1C6上实现了基于该方案的调制波形发生模块。该模块可产生三相共60路CPS-SPWM调制波形，使用该模块产生的调制波形控制三相五级全桥式逆变器，可产生多达11电平的输出正弦波。设计加入了多样化设计，可通过用户接口进行电平数、调制度、载波比等参数设置。通过优化设计，节省了芯片资源，提高了芯片效率。仿真和实验证明了该设计的可行性。关键词：电力电子；多电平变换器；载波移相SPWM发生器Abstract After thoroughly analyzing the generation principle of multi-level converter, theortical analysis of modulating principle and output voltage waveform of bipolar CPS-SPWM and single pole double frequency CPS-SPWM is done. There are a few methods now, they have their advantage and disadvantage, in order to solve the drawback, a whole new method to generate multipath SPWM by FPGA completely is proposed, which is realized in Altera FPGA. This generator may produce 60-way SPWM waveform and adjust the amplitude and the frequency of the SPWM waveform. A multi-level inverter with 3 phase can be modulated by these waveform. The very output waveform of this inverter is a 11-level sine wave. By means of the optimum design, the chip resources is saved and the chip efficiency is enhanced. The simulative and experimental results proved the feasibility of the design.Keyword: Power electronics; Multilevel-converter; Carrier phase shifted SPWM generator目录1 绪论11.1 逆变技术概述11.2 多电平逆变技术概述21.2.1 多电平逆变器的结构21.2.2 多电平逆变器的输出21.2.3 多电平逆变器的控制31.3 本课题的意义和任务32 CPS-SPWM技术研究42.1 CPS-SPWM技术概述42.2 载波相移SPWM(CPS-PWM)理论52.2.1 双极性CPS-SPWM52.2.2 单极倍频CPS-SPWM102.3 结论153 基于FPGA的CPS-SPWM脉冲产生设计方案163.1 主控器件的选择163.2 单相脉冲发生模块设计173.3 三相脉冲发生结构设计184 基于FPGA的CPS-SPWM脉冲发生模块的实现194.1 单相各模块的实现194.1.1 系统复位及时钟分频模块194.1.2 正弦波/三角波ROM表214.1.3 三角波/正弦波地址累加器234.1.4 正反相调制比较器254.1.5 死区控制模块274.1.6 正弦调制波的幅频控制294.1.6 单相仿真304.2 三相集成314.2.1 B相、C相的设计314.2.2 顶层设计324.3 实验调试334.3.1 实验平台334.3.2 调试工具344.3.3 相关测试355 结论38致谢38参考文献381 绪论1.1 逆变技术概述通俗的说，逆变技术就是把直流电变为交流电的技术。完成这个功能的器件称之为逆变器。在电力电子技术中，逆变技术是最主要、最核心的技术，它主要应用于各种逆变电源、变频电源、开关电源、UPS电源、交流稳压电源、电力系统的无功补偿、电力有源滤波器、变频调整器、电动汽车、电气火车、燃料电池静置式发电站等1。逆变电路种类很多，本文涉及到的即如图1-1所示，为一种全桥式逆变电路。它共有4个桥臂，把桥臂1和桥臂4作为一对，桥臂2和桥臂3作为一对，成对的两个桥臂同时通断和关断。开关器件S1（S4）与S2（S3）的控制信号是互补的。图1-2， 是这种全桥逆变电路的工作原理，其中（a），（b）是控制方式。图（c）是感性负载时输出的电压和电流，红色的是正向时（即图a所示的通断情况），黑色是反向（即图b所示的通断情况）。从（c）可看出当输入为之流的Ud时，输出电压为180o方波。图1-1 全桥式逆变电路图1-2 单相全桥式逆变电路工作原理1.2 多电平逆变技术概述在电压型逆变器中，最早广泛应用的是两电平逆变器。如1-1节中提到的全桥式逆变电路，就是一种两电平逆变器。这种变化器一个最大的弱点是，受开关管功率和耐压的限制，不宜实现高压大功率输出。而且其高次谐波较多。为解决上述问题，一种新型的、适合于环保节能应用的逆变器新思路多电平逆变器（Multilevel Inverter）开始出现。多电平逆变器与传统的两电平逆变器相比，具有很多优势，如控制方式灵活、输出电压的相位和幅值便于调节和控制、输出电压的谐波含量低、逆变效率高、可以使用价格便宜的低频高压大功率开关器件、适合于高压大功率输出等。1.2.1 多电平逆变器的结构多电平逆变器主要有两种结构，一种是在半桥式结构的基础上，另一种则是利用单相全桥式逆变器（俗称FBI桥或H桥），通过直接串联叠加组成级联式多电平逆变器。图1-3就是这种全桥式级联多电平逆变器。其中图（a）是单相，图 （b）是三相的。2 (a)单相级联型全桥式多电平逆变器 (b)三相级联型全桥式多电平逆变器 图1-3 级联型全桥式多电平逆变器1.2.2 多电平逆变器的输出逆变器输出的波形好坏的一个重要参数就是输出波形的电平数，所谓电平数，对于电压型逆变器而言，指的是输出电压波形中，从正的最大值到负的最大值之间所包含的阶梯数。而多电平逆变器就是指这种逆变器输出电压波形中的电平数等于或大于3的逆变器，如三电平逆变器，五电平逆变器和七电平逆变器等。图1-4为九电平电压波形。与1.1节中的图1-2中两电平的逆变器输出相比，可以看出输出电平数越多，波形越接近正弦波。图1-4 九电平逆变器输出电压波形1.2.3 多电平逆变器的控制要想得到1.2.3节中那样的输出电压波形，就必须对多电平逆变器进行控制，即用调制脉冲对逆变器上的开关元件的通断进行控制。目前控制的方法有很多种，如空间向量控制法，PWM（Pulse Width Modulation脉冲宽度调制）法等。其中PWM控制法是一个研究热点，诸如消除谐波SHPWM法、开关频率优化SFOPWM法、载波相移CPS-PWM（Carrier Phase Shift-Sinusoidal Pulse Width Modulation）法等多种载波PWM调制技术和控制策略相应问世，其中载波相移CPS-SPWM由自然采样SPWM 技术和多重化技术发展而来，是级联型多电平变换器中常用的一种调制方法，具有等效开关频率高和总谐波含量低的特点，尤其适用于电平数5的场合。本课题所要研究的正是这种CPS-SPWM调制法的原理及如何将其实现。1.3 本课题意义与任务从上节的介绍，CPS-SPWM技术是一种优秀的调制方法，其有着广泛的应用。本课题首先深入地研究了CPS-SPWM技术的原理，然后在分析了几种已有的CPS-SPWM调制波产生的方法后，为了克服几种方案的不足之处，提出了一种全新的设计方案，即完全基于FPGA的调制波产生方案。设计了一个基于EP1C6的三相共60路调制波形的脉冲产生模块。采用VHDL进行具体模块的实现。2 CPS-SPWM技术研究2.1 CPS-SPWM技术概述在介绍CPS-SPWM （Carrier Phase Shift-Sinusoidal Pulse Width Modulation）之前有必要简要说明PWM技术。PWM的全称是Pulse Width Modulation（脉冲宽度调制），它是通过改变输出方波的占空比来改变等效的输出电压。广泛地用于电动机调速和阀门控制，比如我们现在的电动车电机调速就是使用这种方式。所谓SPWM(Sinusoidal PWM)，就是在PWM的基础上改变了调制脉冲方式，脉冲宽度时间占空比按正弦规率排列，这样输出波形经过适当的滤波可以做到正弦波输出。它广泛地用于直流交流逆变器等，比如高级一些的UPS就是一个例子。SPWM法是一种比较成熟的，目前使用较广泛的PWM法。采样控制理论中的一个重要结论就是：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相 同。SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断,使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。该方法的实现有几种方案，其中一种就是自然采样法。以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较,在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法。下图即是自然采样的SPWM调制原理。图2-1 自然采样的双极性SPWM调制原理CPS-SPWM的全称是载波移相正弦脉宽调制（Carrier Phase Shift-Sinusoidal Pulse Width Modulation）。CPS-SPWM技术是在综合自然采样SPWM 技术和多重化技术的基础上产生的 ，其理论渊源于自然采样SPWM技术和多重化原理。简要的说就是根据逆变电路的串联的级数，将三角形载波进行相应级数的移相，仍利用调制正弦波与载波比较，在交点时刻控制开关器件的通断。以此产生电路的调制波形。CPS-SPWM 技术是一种适用于大功率电力开关变流器的优秀调制策略，能够在较低的器件开关频率下实现较高等效开关频率的效果，不但使SPWM 技术应用于特大功率场合成为可能，而且在提高装置容量的同时，有效地减小输出谐波，提高了整个装置的信号传输带宽。除此之外，该技术还具备输入输出线性度好，控制性能优越等一系列优点。下面详细的分析CPS-SPWM技术的原理。2.2 载波相移SPWM(CPS-PWM)理论载波相移正弦脉宽调制（CPS-SPWM）是适用于大功率电力电子装置的开关调制策略，主要应用于多电平变流器和组合变流器。CPS-SPWM 技术的基本思想是（以一相为例）：在变流器单元数为N 的级联型逆变器中，各逆变器单元采用共同的调制波信号us(st)，其频率为s，逆变器单元的三角载波频率为kcs，将各三角载波的相位互相错开一定的角度，那么级联逆变器的输出电压就能得到多电平的输出波形。下面将分别介绍由这两种调制方法产生的载波相移正弦脉宽调制方法：双极性CPS-SPWM 和单极倍频CPS-SPWM。32.2.1 双极性CPS-SPWM(A) 调制原理双极性 CPS-SPWM调制方法是在双极性SPWM 的基础上产生的一种载波相移调制方法。以级联型逆变器的一相为例，双极性CPS-SPWM 技术的基本思想是：在变流器单元数为N 的级联型逆变器中，各逆变器单元采用共同的调制波信号us(st)，其频率为s，各逆变器单元的三角载波频率为kcs，将各三角载波的相位互相错开三角载波周期的1/N，则第L 个逆变器三角载波的相角Lc2L/N。其调制波形如图2-3 所示，参数为N5，kc8，M0.8。各波形皆由MATLAB仿真所得。图2-2 双极性CPS-SPWM调制原理图2-2 所示的中间5 个波形分别为5 个逆变器单元的输出，将各个逆变器单元的输出叠加形成级联逆变器装置的输出波形，从图中可以看出，级联逆变器总的输出是6 电平波形，比逆变器单元的输出波形更接近正弦波，谐波分量较小，波形较好。下面将通过数学分析方法对双极性CPS-SPWM 技术进行定量分析。(B) 波形分析每个逆变器单元输出的双极性SPWM波形的傅立叶级数表达式为：FLt=k=1CLksin（kst+Tk) (2-1)级联逆变器总的输出波形的傅立叶级数表达式为FLt=k=1CLksin（kst+Tk)=L=0N-1FL(t) =k=1N-1k=1CLksin(kst+Lk) =k=1L=0N-1CLksin(kst+Lk) (2-2)再用双重傅立叶变换对各个波形及总的输出波形进行深入地分析，每个逆变器单元输出的双极性SPWM 波形的双重傅立叶级数均如式(2-3)所示，只是三角载波的初始相角不同，第L 个逆变器单元的三角载波的相位角为：L2L/N，那么相应输出波形的双重傅立叶级数表达式为：FLt=MEsinst-+4Em=1,3,5,J0(mM2)msinm2cosm(ct+2LN) +4Em=1,2,n=1,2,.Jn(mM2)msin(m+n2) cosmst+2LN+nst-n2 (2-3)级联逆变器的总输出波形为N 个逆变器单元输出的叠加，则总输出波形FT(t)的双重傅立叶级数表达式为：FLt=NMEsinst-+4Em=1,3,5,J0(mM2)msinm2L=0N-1cosm(ct+2LN) +4Em=1,2,n=1,2,.Jn(mM2)msin(m+n2)L=0N-1cosmst+2LN+nst-n2 (2-4)利用三角函数的一些特征，分析式(2-13)，可以发现：a）当m 为N 的整数倍时，存在下述两个等式：L=0N-1cosm(ct+2LN)=Ncos(mct) (2-5)L=0N-1cosmct+2LN+nst-n2 =Ncosmct+nst-n2 (2-6)b）当m 为其它整数时，存在下述两个等式：L=0N-1cosmct+2LN=0 (2-7)L=0N-1cosmct+2LN+nst-n2=0 (2-8)结合式(2-5)(2-8)，式(2-4)还可以写为：FLt=NMEsinst-+4Em=1,3,5,J0(mNM2)msinmN2cos(mNct) +4Em=1,2,n=1,2,.Jn(mNM2)msin(mN+n2) cosmNct+nst-n2 (2-9)对式(2-9)中的三个部分分析如下：1) 基波分量当k1 时，可得基波分量：CT1=NMET1 = (2-10) 比较式（2-10）可以看出，级联逆变器总输出的基波分量幅值为单个逆变器单元得N 倍，相位不变。2) 载波谐波当kmNkc，m1,3,5,时，可得载波谐波：CTK=4EJ0(mNM2)msin(mN2) (2-11)从式（2-11）可以看出，最低次载波谐波（m1）出现在Nkc，比较式(2-5)可知，双极性CPS-SPWM 的等效开关频率提高了N 倍，从式(2-7)可以证明，等效开关频率的提高并不是简单地将低次谐波往高次推移，而是低次谐波的数值相互抵消了。而且当逆变器级联单元数为偶数时，载波谐波幅值系数为零。3) 边带谐波当kmNkcn，m1,2,3,，n1,2,时，可得边带谐波：CTK=4EJn(mNM2)msin(mN+n2) (2-12)从式（2-12）可看出，mNn 为偶数时，边带谐波不存在。综合上述分析，可以得出双极性CPS-SPWM 信号具备下述几个特征：（1） 基波分量是单个双极性SPWM 波形基波成分的N 倍，也就是说双极性载波相移SPWM 在输出波形叠加后没有基波损失；（2） 次数最低的谐波群出现在Nkc 附近，也就是说采用双极性CPS-SPWM 的级联逆变器的等效开关频率提高了N 倍，可以在较低的器件开关频率下，得到较高等效开关频率的输出，输出波形的谐波特性大大改善；（3） 当逆变器级联单元数N 为偶数时，双极性CPS-SPWM 信号中不含载波谐波，而且n 为偶数时的边带谐波也不存在，只有n 为奇数的边带谐波存在。所以，不论频率调制比kc 取奇数还是偶数，一定不会产生直流分量。(4) 在逆变器级联单元数N 为奇数的情况下，当m1,3,5时，n 为偶数，此时若频率调制比取偶数，则边带谐波的次数（kmNkcn）为偶次，单个逆变器会产生直流分量（N1）。所以普通的单个电压型SPWM 逆变器频率调制比必须取奇数。而对于逆变器单元数为偶数的级联逆变器则不受这一条件的限制。2.2.2 单极倍频CPS-SPWM前面介绍的双极性CPS-SPWM 法是在双极性SPWM 基础上产生的，如果每个模块采用单极倍频SPWM 调制，相邻模块的载波移相，结果会怎样呢？以下将对这种以单极倍频SPWM 为基础产生的CPS-SPWM 进行介绍。(A) 调制原理以级联型逆变器的一相为例，单极倍频 CPS-SPWM 技术的基本思想是：在变流器单元数为N 的级联型逆变器中，各逆变器单元采用共同的调制波信号us(st)，其频率为s，各逆变器单元的三角载波频率为kcs，将各三角载波的相位互相错开三角载波周期一半的1/N，则第L 个逆变器三角载波的相角LcL/N，将各逆变器单元输出叠加，就能得到电平数为（2N+1）的级联逆变器总的输出电压。其调制波形如图2-4 所示，参数为N5，kc4，M0.8。图2-3 单极倍频CPS-SPWM调制原理图2-5所示的中间5 个波形分别为5 个逆变器单元的输出，将各个逆变器单元的输出叠加，形成级联逆变器装置的输出是如图示11 电平的PWM 波形，从图中可以看出，采用单极倍频CPS-SPWM 调制的级联逆变器总的输出波形比采用双极性CPS-SPWM 调制的输出波形电平数更多、更接近正弦波、谐波分量更小、波形更好。下面将通过数学分析方法对单极倍频CPS-SPWM 技术进行定量分析。(B)波形分析由式(2-2)可得每个逆变器单元输出的SPWM 波形的傅立叶级数表达式为：FLt=k=1CLksin(kst+Lk) (2-13)级联逆变器总的输出波形的傅立叶级数表达式为FTt=k=1CTksin(kst+Tk)=L=0N-1FL(t) =L=0N-1k=1CLksin(kst+Lk) =k=1L=0N-1CLksin(kst+Lk) (2-14)再用双重傅立叶变换对各个波形及总的输出波形进行深入地分析，每个逆变器单元输出的单极倍频SPWM 波形的双重傅立叶级数与上式,只是三角载波的初始相角不同，第L 个逆变器单元的三角载波的相位角为：LL/N，那么相应输出波形的双重傅立叶级数表达式为：FLt=MEsin(St-)+4Em=2,4,n=1,3,Jn(m2M)m(-1)m2sinmct+LN+n(st-) (2-15)级联逆变器的总输出波形为N 个逆变器单元输出的叠加，则总输出波形FT(t)的双重傅立叶级数表达式为：FTt=NMEsin(st-)+4Em=2,4,n=1,3,Jn(mM2)m(-1)m2L=0N-1sinmct+LN+n(st-)(2-16)利用三角函数的一些有趣的特征，分析式(2-16)，可以发现：a）当m 为N 的整数倍时，由于m 为偶数，存在下述等式：L=0N-1sinmct+LN+n(st-)=Nsinmct+n(st-) (2-17)b）当m 为其它整数时，存在下述等式：L=0N-1sinmct+LN+n(st-)=0 (2-18)结合式(2-17)、(2-18)，式(2-16)还可以写为：FTt=NMEsin(st-)+4Em=2,4,n=1,3,JnmNM2m(-1)mN2sinmNct+n(st-) (2-19)对式(2-19)分析如下：1) 基波分量当k1 时，可得基波分量： CT1=NME T1 = (2-20)比较式(2-20)、(2-13)可以看出，级联逆变器总输出的基波分量幅值为单个逆变器单元得N 倍，相位不变，与双极性CPS-SPWM 的基波分量一样。2) 载波谐波当kmNkc，m1,3,5,时，可得载波谐波：CTK=0 (2-21)Nkc 奇数倍的载波谐波为0。3) 边带谐波当kmNkcn，m2,4,6,，n1,3,时，可得边带谐波幅值：CTK=4EJn(mNM2)m(-1)mN2(2-22)上式中当N 为奇数时取负号，N 为偶数时取正号。综合上述分析，可以得出CPS-SPWM 信号具备下述几个特征：(1) 基波分量是单个单极倍频SPWM 波形基波成分的N 倍，也就是说单极倍频CPS-SPWM 同双极性CPS-SPWM 一样，在输出波形叠加后也没有基波损失；(2) 不存在Nkc 的奇数倍（m1,3,5时）的载波谐波；(3) 次数最低的谐波群出现在2Nkc 及其边频附近，也就是说采用单极倍频CPS-SPWM 的级联逆变器的等效开关频率提高了2N 倍，可以在较低的器件开关频率下，得到较高等效开关频率的输出，输出波形的谐波特性大大改善；(4) 不论级联逆变器单元数N 为偶数还是奇数，也不论频率调制比kc 为奇偶与否，则边带谐波的次数（kmNkcn ，m2,4,6,，n1,3,）恒为奇次，级联逆变器的输出一定不会产生直流分量。2.2.3 结论从前面的分析推导，我们可以得到如下结论： 在等效开关频率相等的情况下，采用载波相移SPWM 技术能大大降低逆变器单元的开关频率，采用双极性CPS-SPWM 技术的逆变器单元的开关频率为不采用双极性CPS-SPWM 技术的逆变器开关频率的1/N，而采用单极倍频CPS-SPWM 技术的逆变器单元的开关频率仅为不采用单极倍频CPS-SPWM 技术逆变器开关频率的1/(2N)。并且采用单极倍频CPS-SPWM 技术的级联逆变器的输出低次谐波消除得更“干净”，谐波特性更好。在逆变器实际开关频率相等的情况下，采用载波相移SPWM 技术能获得较高的等效开关频率。采用双极性CPS-SPWM技术能将级联逆变器的等效开关频率提高N倍，而采用单极倍频CPS-SPWM 技术则能将级联逆变器的等效开关频率提高2N 倍。 在逆变器单元直流侧电压相等的情况下，采用载波相移SPWM 技术的级联逆变器的输出放大倍数是单台逆变器的N 倍。3 基于FPGA的CPS-SPWM波形产生设计方案本节将具体介绍CPS-SPWM脉冲调制波的产生方法。目前对于CPS-SPWM调制波的产生有很多种方案，这些方案的思路不尽相同，最主要的区别是在主控器的选择上。主控器是波形产生的核心器件，也是设计方案实现的平台。因此本节先介绍主控器件的选择问题。然后再根据选择的主控器完成方案的设计。3.1 主控器件的选择在主控器件的选择上，笔者对当前市面上几种常用的器件进行了考察和比较。下面具体说明。目前，市场上已有一些专用的PWM控制芯片，如TL494,HEF4752，SLE4520等。这种芯片集成了PWM控制的许多环节，结合芯片的外围电路，只需配置相应参数，使用较为方便。但这些芯片功能相对单一，无法根据实际需要来选取，频率也只有几千赫兹，难以满足IGBT等对频率的需求。而且其可靠性低，需要复杂的控制逻辑。对于新出现的各种控制策略，如基于载波移相的多路SPWM，其控制器的研究仍然是个空白。此种器件对于本课题明显不适用。有一种利用单片机产生波形的方案，有一定的优势，因为本科阶段修过单片机的课程，对基于C51的单片机开发较为熟悉，操作起来相对方便。但是本设计共需产生60路输出波形，单片机接口不够，而且单片机频率也不高，计算速度达不到要求。为解决运算速度的问题，有人提出一种利用DSP软件计算的离散化的自然采样法。基本思路是把一个载波周期平均分成n个时间段T，只在离散时刻进行调制波和载波幅值比较，从而确定触发脉冲，生成PWM信号。这种方法，可以充分利用DSP高速运算能力，不必依赖硬件的事件管理器，可生成多路控制信号。与基于逻辑可编程器件的直接数字合成技术相比较，软件计算方法更适合于异步调制，在逆变器低频输出时可获得高质量的电压波形，更有益于电机控制。可这种方法未能解决输出接口不足的问题。5有文献提出用DSP和FPGA联合产生SPWM波形，思路是让利用DSP强大的计算能力产生数据，而利用FPGA输出引脚多的特点生成波形。但该设计过分依赖DSP，全部正弦波都由DSP来计算，运算量很大。FPGA和DSP通过中断来工作的，DSP不停地接收多路中段，然后计算正弦调制的占空比和死去时间，最后把结果送给FPGA。而在实际的多路SPWM中，有时会出现几个管子同时中断的情况，这样就很难保证多路SPWM的时序。67针对这一情况，设计了完全基于FPGA的多路SPWM波形发生器，现场可编程门阵列（Field Programmable Gate Array，FPGA）内部包含的逻辑门数从几百至几万，具有可任意配置的几百个寄存器和I/O口，而且开发周期短，可灵活配置多种功能而无需改动硬件电路。它可产生互相独立的多路SPWM波形，且整个芯片可独立工作，也可与DSP等上位机联合工作，还可作为IP核嵌入到其他系统中。最后把整个设计下载到EP1C6 FPGA中，实验结果验证了该设计的正确性。3.2 单相脉冲发生模块设计在选定FPGA作为本设计的主控器件后，就可以开始具体模块的设计。图3-1即为本课题所设计的单相CPS-SPWM脉冲发生模块的框图。三角波 ROM1三角波 ROM2三角波 ROM3三角波 ROM4三角波 ROM5正SINROM三角ROM地址累加器正弦波 ROM地址累加器幅度控制字地址初值频率控制字复位与分频参数设置幅度控制字反SINROMPWM1输出APWM11APWM13APWM12APWM14PWM2输出APWM21APWM23APWM22APWM24PWM3输出APWM31APWM33APWM32APWM34PWM4输出APWM41APWM43APWM42APWM44PWM5输出APWM51APWM53APWM52APWM54死区控制TLTR死区控制TLTR死区控制TLTR死区控制TLTR死区控制TLTR正向调制比较反相调制比较PLPR正向调制比较反相调制比较PLPR正向调制比较反相调制比较PLPR正向调制比较反相调制比较PLPR正向调制比较反相调制比较PLPR复位rst及逻辑控制20M晶振及逻辑控制电平数N及逻辑控制调制度Ma及逻辑控制载波比Mf及逻辑控制Ma及逻辑控制Mf及逻辑控制N及逻辑控制clk2及逻辑控制clk2及逻辑控制clk2及逻辑控制clk2及逻辑控制clk3及逻辑控制clk1及逻辑控制clk1及逻辑控制ut1及逻辑控制ut2及逻辑控制ut3及逻辑控制ut4及逻辑控制ut5及逻辑控制+Ma*us及逻辑控制-Ma*us及逻辑控制fclk及逻辑控制图3-1 单相CPS-SPWM脉冲产生单元内部结构由前述理论分析，单极倍频CPS-SPWM较双极性CPS-SPWM输出波形电平数更多，更接近于正弦波，谐波分量更小。故本设计采用单极倍频法。一个单相模块共由六个小单元组成，它们分别是参数设置单元、系统复位及时钟分频但与、正弦/三角ROM地址累加单元、三角/正弦波数据产生单元、正反相调制比较单元、死区控制单元。参数设置模块完成对器件的电平数、调制度、载波比的设置。时钟分频单元为其余单元提供触发时钟。因为输入为20M晶振时钟，为满足调制度（即正弦/三角波数据累加器的输出频率比）的合理性，时钟分频单元需先将输入时钟进行倍频后再分频。另外此单元需将不稳定的时钟输入转换成稳定的输出。本设计中三角波与正弦波数据的产生均采用查找表的方式，即先对数据进行离散采样，存入ROM中，然后由地址累加器产生地址读取ROM表中的数据，进行比较。由于采用单极倍频法，故一相需要两个正弦波ROM表，两表中的数据反相。五级共需五个三角波ROM表，每个表相位相差36o。比较单元就是将从ROM表中读取的数据进行比较，正弦波数据大于三角波数据时比较模块输出高电平，小于时输出低电平。一相共需十个比较器。死区控制单元是用来确保H桥同侧的上下两个开关器件先断后通的安全动作顺序，即让一个桥臂关断之后另一个桥臂才导通。3.2 三相脉冲发生结构设计本设计完全基于EP1C6芯片。模块按三相级联型多电平变换器应用需求设计，提供多达60路的SPWM输出端口（每相5级20路），使用时可灵活组合驱动单相或三相多电平变换器。由于采用单极倍频法，每一相共有五级，由前面的理论分析，将每相输出调制波叠加后，可形成11电平的PWM波形。本方案对输出的电平数、调制度、载波比进行了多样化设计 ，使之具有一定的通用性，用户可根据需求进行设置。整个模块由由A、B、C三个单相CPS-SPWM脉冲产生单元组成，三相之间的主要区别在于正弦调制波数据的不同，相位互差120。除此之外，其余各部分组成及原理基本相同（参数设置、系统复位及时钟分频、地址初值及幅度/频率控制、正弦/三角ROM地址累加、死区控制、正反相调制比较等单元）。为使三相之间触发同步，将系统的时钟输入及复位与分频单元放在了顶层设计中。出于节省资源的考虑，三相共用五个三角波ROM表。图3-2是本设计的三相结构框图。EP1C6芯片及逻辑控制N3.0及逻辑控制A-CPS-SPWMAPWM20.1B-CPS-SPWMC-CPS-SPWMBPWM20.1CPWM20.1Ma2.0及逻辑控制Mf3.0及逻辑控制rst及逻辑控制clk及逻辑控制图3-2 三相结构框图4 基于FPGA的CPS-SPWM脉冲发生模块的实现本设计采用Altera公司的Quartus II软件。设计的编辑、运行、仿真均基于此软件。在工程cps下完成设计。最后联合EP1C6进行嵌入式逻辑分析仪（SignalTapII Logic Analyzer）的仿真测试。下面将先介绍单相各单元的具体实现及其仿真，然后再进行三相的集成，最后完成硬件测试。4.1 单相各单元的具体实现如前所述，由于A，B，C三相之间的差异主要在ROM表里的正弦波数据，而三相的大体结构基本一致，故本节只介绍A相。 4.1.1 系统复位及时钟分频单元N个H桥单元级联时多路SPWM输出要求严格同步，故整个系统采用一个20MHz时钟输入，模块中各单元所需的工作时钟均由复位控制、分频获得。分频电路应用VHDL程序编写，提供15KHz 、30KHz 、150KHz等同步时钟频率。由于实验箱提供了20MHz的时钟输入，为了方便分频出150KHz、30KHz、15KHz，先利用锁相环pll将频率倍频成60Hz，然后再分频。这样既方便了分频模块程序的编写，也提高了输入时钟的稳定性。如图4-1将pll的Ratio设定为3/1。将c0连接到FP模块的clkin。 分频单元程序entity FP is port(clkin:in std_logic; clk15K,clk30K,clk150K:out std_logic);end FP;architecture 20ehave of FP is 图4-1 分频单元图signal q1,q2,q3: integer range 0 to 5000; signal clk1,clk2,clk3:std_logic; beginprocess(clkin) /15KHzbeginif clkinevent and clkin=1 thenif q1=3999 then q1=0;共 38 页 第 39 页clk1=not clk1; else q1=q1 +1;end if;end if;clk15k=1999 then q2=0;clk2=not clk2; else q2=q2 +1;end if;end if;clk30k=399 then q3=0;clk3=not clk3; else q3=q3 +1;end if;end if;clk150k=clk3