充电桩模块电路.doc

最近这几年充电模块是热门，从最开始的7.5kW、10kW 到后面的15kW、20kW，功率等级不断的提高。市场上的充电模块绝大部分都是三相输入，PFC 部分也基本都是采用的三相无中线 VIENNA 结构的拓扑。借这次技术分享的机会，分享一下个人对三相 VIENNA 拓扑的理解，希望和大家一起探讨交流。我会从以下几个方面进行说明： 主电路组成 工作原理 控制模式 控制地的选择 母线均压原理 原理仿真一、主电路的组成如图所示，是三相 VIENNA PFC 拓扑的主电路，大致如下：1. 三相二极管整流桥，使用超快恢复二极管或 SiC 二极管；2. 每相一个双向开关，每个双向开关由两个 MOS 管组成，利用了其固有的反并联体二极管，共用驱动信号，降低了控制和驱动的难度。相比其他组合方案，具有效率高、器件数量少的优点；3.电流流过的半导体数量最少，以 a 相为例： 双向开关 Sa 导通时，电流流过2个半导体器件，euo=0，桥臂中点被嵌位到 PFC 母线电容中点；双向开关关断时，电流流过1个二极管，iu0 时euo=400V， iu0 时 euo=-400V，桥臂中点被嵌位到 PFC 正母线或负母线。二、工作原理电路的工作方式靠控制 Sa、Sb、Sc 的通断，来控制 PFC 电感的充放电，由于 PFC 的 PF 值很接近1，在分析其工作原理时可以认为电感电流和输入电压同相，三相点平衡，并且各相差120度；1.主电路的等效电路 三相三电平 Boost 整流器可以被认为是三个单相倍压 Boost 整流器的 Y 型并联； 三个高频 Boost 电感，采用 CCM 模式，减少开关电流应力和 EMI 噪声； 两个电解电容构成电容中点，提供了三电平运行的条件；这个 eun的表达式非常重要。2.主电路的开关状态三相交流电压波形如下，U、V、W 各相差120度三相交流电压波形通过主电路可以看出，当每相的开关 Sa、Sb、Sc 导通时，U、V、W 连接到电容的中点 O，电感 La、Lb、Lc 通过 Sa、Sb、Sc 充电，每相的开关关断时，U、V、W 连接到电容的正电平（电流为正时）后者负电平（电流为负时），电感通过 D1-D6 放电，以030度为例，ia、ic 大于零，ib 小于零。每个桥臂中点有三种状态，三个桥臂就是33=27种状态，但不能同时为 PPP 和 NNN 状态，故共有25种开关状态（见下期下载链接）。3.主电路的发波方式主电路的工作状态与发波方案有较大的关系，采用不同的发波方案会在每个周期产生不同的工作状态。一般 Vienna 拓扑采用 DSP 数字控制，控制灵活，可移植性强。采用单路锯齿波载波调制电流环控制器输出的调制信号被馈送给锯齿波载波，保持恒定的开关频率；在030度这个扇区内，每个周期产生4个开关状态，由于波形不对称，电流波形的开关纹波的谐波比较大；采用该种方式进行调试，桥臂中点线电压的最大步进是2Ed（Ed 为母线电压的一半，400V）；采用相位相差180度的高频三角载波，当对应的输入电压是正半周的时候，采用 Trg1，当对应的输入电压是负半周的时候采用 Trg2，每个周期产生8个开关状态，与传统的控制方案产生4个开关状态相比，8个开关状态相当于频率翻倍，减小了输入电流的纹波，对 THD 指标有好处；上一张仿真的波形：上面我们提到，三相三电平 PFC 可以看作是三个单相的 PFC，每个单相相当于由两个 Boost 电路组成，在交流电压的正负半周交替工作，正半周如下所示：以 a 相为例，驱动信号为高时，则开关管 Q1 导通(交流电压的正半周) 或者 Q2 导通 (交流电压的负半周)；驱动信号为低时，开关管 Q1 和 Q2 都关断。电压正半周时，a 相上桥臂二极管导通；电压负半周时，a 相下桥臂二极管导通。通过上面的分析，采用移相180度的三角载波进行调制，在030度的扇区内有8种开关状态，4种工作模式 ONO,ONP,OOP,POP。ONO 工作模式a 相和 c 相导通，b 相截至，U 和 W 电压为0，V 点电压-400V；该工作状态只给 C2 进行充电；ONP 工作模式a 相导通，b 相和 c 相截至；U 点电压为0，V 点电压为-400V，W 点电压为+400V；OOP 工作模式U 和 V 点电压为0，W 点电压为+400V；POP 工作模式U 和 W 点电压为+400V，V 点电压为0，该工作模式只给 C1进行充电；当然，这只是在030度扇区的工作状态。其实在整个工频周期，是有25个工作状态的。ONO 和 POP 这两种工作模式只给 C1 或 C2 充电的状态对后面母线电压均压起决定性的作用。我们知道，DSP 的 PWM 模块的载波方式不能改变，一般是无法使 DSP 产生幅值相同、相移180度的载波时基.可以用正负半周不同方式实现，具体实现方式如下：在正半周的时候跟 CMPR+比较，在负半周的时候跟 CMPR-比较。正半周的时候低有效，负半周的时候高有效。这样就可以产生180度的相移了，其中 CMPR-是 PI 计算出来的值，而 CMPR+=PRD-CMPR-三、控制模式我们知道，这种控制电路一般采取双环的控制方式，即电压外环+电流内环。电压外环得到稳定的输出直流电压，供后级电路的使用（如 Three Level LLC、PS Interleave LLC、PSFB 等），电流内环得到接近正弦的输入电流，满足 THD 和 PF 值的要求。其实数字控制无非就是把模拟的方案转换为数字的运算，其中最经典可以参考 TI 的 UC3854，利用它的控制思想来实现数字化。PFC 母线输出电压经过采样和滤波，由 DSP 的 ADC 采样到 DSP 内部，与电压给定信号进行比较，产生误差后经过 Gvc(s) 补偿后输出一个 A 信号，然后通过乘法器与交流 AC 电压相乘得到电流的给定信号，正是该乘法器的作用才能保证输入电压电流同相位，使电源输入端的 PF 值接近1；将采样的电感电流波形与电流给定进行比较得出误差，经过 Gic(s) 补偿器进行补偿后得到电流环的输出值，该值直接与三角波进行调制，得到 PWM 波形，控制电压和电流；大致的控制框图可以用下图来简化表示；其中： Gcv(s) 电压环的补偿函数Gci(s) 为电流环的补偿函数Hi(s) 为电流环采样函数Hv(s) 为电压环采样函数Gigd(s) 为电感电流对占空比 D 的函数四、控制地 AGND 的选择在传统的单相有桥 PFC 中，一般把 PFC 电容的负极作为控制 AGND，因为该点的电压通过整流桥跟输入的 L、N 相连。 当输入为正半周时，AGND 为整流桥钳位在 N 线；当输入为负半周时，AGND 被整流桥钳位在 L 线；所以母线电容的负极地 AGND（相当于 PE）是一个工频的变化，由于输入一般都是50Hz 的交流电，所以相对还是比较稳定的，可以作为控制电路的控制地。但是相比较 Vienna PFC 就不一样了，母线电容的中点相对与工频电压中点 (PE) 是一个开关级的5电平高频变动的电平：2/3Vo、0、1/3Vo（这里的 Vo 代表母线电压的一半，典型值400V），如果以如此大的高频波动去作为控制地的话，那么噪声和共模干扰就会非常大，可能会导致采样电压和驱动不准确，严重影响到电路的可靠性。由于电容中点的高频变化不能作为控制地，那怎么办？我们是否可以人为的构建一个虚拟的地来作为控制地 AGND？我们可以采用在三相输入之间通过分压电阻相连，采用 Y 型接法来产生虚拟地作为控制地。不过构建了这个控制地后，那么其他所有的采样、驱动都要以差分和隔离的方式相对于这个控制地来工作。采用这种方法，是不是完美的把电容中点 O 与控制地 AGND 分开了，避免了高频剧烈变动带来的干扰。五、母线均压我们知道，三相 Vienna PFC 拓扑的母线电压 800V 是由两个电容 C1 和 C2 串联进行分压，电容中点的电位 O 由电容的充放电决定，两个电容的电压应该保持均衡以保持真实的三电平运行条件。否则输出电压可能包含不期望的谐波，甚至会影响到电路的完全性。三相三电平 PFC 正负母线的均衡度会影响 PFC 的性能： 输入电流 THD 功率开关管和二极管的应力 (本身以及后级功率电路) 动态时母线电容容易过压电容中点的电位偏差与 PFC 正负母线电容的充放电过程相关，通过附件开关状态可以看出，a 组和 z 组工作状态没有电流流入或流出电容中点，因此两个电容的充放电是一样的，不会产生偏压。只有 b、c、d 组的开关状态才会影响到 PFC 母线电容充放电的差异，产生偏压。根据前面的工作原理分析，POP 工作状态只给电容 C1 进行充电，ONO 工作状态只给电容 C2 进行充电，故可以根据这两个工作状态来控制中点电位，在控制中可以调节 ONO 和 POP 两个工作状态的作用时间来进行均压。这个时候可以在整个控制环路中添加一个偏压环，用于调节 ONO 和 POP 的作用时间，来进行母线电压的均压作用。具体实施方法：分别对正母线和负母线进行采样，然后得出差值 (直流分量)，该差值经过偏压环的补偿器调节之后叠加到输入电流参考正弦波，经过精密整流后变换为幅值有差异的双半波作为电流环的给定，以此来改变 ONO 和 POP 的作用时间，改善 PFC 母线均压。如下图所示：compa、compb 和 compc 分别是每相的电流环计算出来的结果，以030度扇区为例，当正母线相对于中点的电压低于负母线时，正半波的给定变小，负半波的给定变大，POP 工作状态的时间变长，给正母线电容的充电时间变长；ONO 工作状态的时间变短，给负母线电容的充电时间变短。当正母线相对于中点的电压高于负母线时，正半波的给定变大，负半波的给定变小，POP 的作用时间变长，给正母线电容充电的时间变短，ONO 的作用时间变长，给负母线的充电时间变长。图中 comp 值实线代表上个周期的值，虚线代表当周期需要的值；阴影部分代表变化的时间；以上说明的是主功率回路正常工作时候可以通过调节来控制 PFC 母线电容的均压，但是当模块起机的时候呢？可以采用辅助电源直接从+400V-400V 之间进行取电，由于电容有差异性，内阻不可能完全相等，也会差生偏压。还有一个是要采用更高等级的 MOSFET，成本高，而且现在充电模块的待机损耗也是一个问题，很多客户要求模块的待机损耗不能超过多少。当然还有另一种辅助电源取电方式，也是现在厂家主流的方式。就是正负母线均挂一个辅助电源，在起机的时候通过充电电阻给母线电容充电，变压器采用绕组竞争的方式，谁的母线电压高，就采用谁供电，这样可以很好的保证模块在起机过程中的均压效果；在模块正常工作起来以后，也是同样的道理。而直接从+800V 取电没有这种效果。六、原理仿真1.输出电压波形2.仿真波形输入电流波形，参数没有调好，将就着看吧。输三相电流波形3.桥臂中点的线电压输入线电压峰值与 PFC 总母线电压的比值定义为调制系数 m，m=Vlp/2Ed; 其中 Vlp 是线电压的峰值。整流器可以被认为是与市电通过 PFC 电感连接的电压源，为了使输入电流正弦，桥臂中点线电压也应该为正弦波形。而实际情况下桥臂中点线电压是正弦 PWM 波形，谐波分量和最大步进是两个主要考虑的因素。 当输入线电压峰值大于 Ed 时，桥臂中点线电压电压波形 euv，是一个5阶梯的电压波形，幅值为0，400V，800V，步进是400V； 当输入线电压峰值小于 Ed 时，桥臂中线线电压波形是一个3阶梯的电压波形，幅值为0，400V，步进为400V；桥臂中点相对于市电中点的电压波形 eun，是一个9阶梯的电压波形；幅值为0，133V，266V，400V，最小步进是133V，最大步进是266V；由于功率开关管和散热器之间有寄生电容，这个阶梯信号会产生共模噪声；电容中点 O 相对于市电中点的电压波形 eon，是一个5阶梯波形，幅值为0，133V，266V，步进为133V；随着电动汽车的火热发展，充电桩和车载充电器的方案已经成为市场的热点。 此类应用中，其输入电压大都是三相交流输入，经过三相PFC后，直流母线电压会高到7，800V， 如此高的直流母线电压给后级的DC/DC变换器的设计带来极大的挑战。首先是器件的选择，800V的母线电压，要求DC/DC的Mosfet的额定电压至少需要1000V，而在这个电压等级下的MOS管选择非常有限。所以，目前大多数方案采用的三电平电路，用两个600V的Mosfet串联，来解决高母线电压带来的MOS管应力问题。 其次是高压下的开关损耗很大，使得我们必须选择软开关的电路拓扑。LLC变换器可以在全负载范围内实现ZVS，使高压输入下，高开关频率成为可能。 下图给出了典型三电平全桥谐振变换器的电路。三电平全桥LLC变换器三电平变换器有其独有的优点，比如每个Mosfet只需要承受一半的输入电压；当然，也有缺点，比如每个桥臂需要4个MOSFET以及各自的驱动，增加了系统复杂度，再比如每个桥臂需要各自的钳位二极管，增加了系统成本。本文中，将介绍我们8KW LLC变换器的设计方案。使用Cree的1200V 碳化硅Mos管代替上图中两个串联的MOS，三电平变换器简化成传统两电平全桥变换器，如下图。 同时，我们将开关频率设定到160KHz，减小了磁性器件和整个变换器的体积。8KW 碳化硅全桥LLC解决方案这里先传一张我们的样机图片一、 充电模块生产厂家各主流充电机模块的型号、技术方案，技术参数和尺寸等相关参数如下表所示：二、 充电模块的主流拓扑1、前级PFC的拓扑方式：（1）三相三线制三电平VIENNA：目前市场上充电模块主流的PFC拓扑方式如上图所示：三相三线制三电平VIENNA，英可瑞，英飞源，艾默生，麦格米特，盛弘，通合等均采用此拓扑结构。此拓扑方式每相可以等效为一个BOOST电路。由于VIENNA整流器具有以下诸多优点，使得其十分适合作为充电机的整流装置的拓扑。1、大规模的充电站的建设需要大量的充电机，成本的控制十分必要，VIENNA整流器减少了功率开关器件个数同时其三电平特性降低了功率开关管最大压降，可以选用数量较少且相对廉价的低电压等级的功率器件，大大降低了成本；2、功率密度即单位体积的功率大小也是充电机的重要指标，VIENNA整流器控制频率高的特点使电感和变压器的体积减小，很大程度上缩小了充电机的体积，提高了功率密度；3、VIENNA整流器的高功率因数和低谐波电流，使充电机不会给电网带来大量的谐波污染，有利于充电站的大规模建设。因此，主流的充电模块厂家均以VIENNA整流器作为充电机的整流装置拓扑。4、每相两个MOS管是反串联，不会像PWM整流器那样存在上下管直通的现象，不需要考虑死区，驱动电路也相对容易实现。缺点：1、输出中性点平衡问题：中性点电压的波动会增加注入电网电流的谐波分量，中性点电压严重偏离时会导致开关器件以及直流侧电流承受过高电压而损坏。因此必须考虑直流侧中性点电位的平衡问题；2、能量只能单向传递。（2）两路交错并联三相三线制三电平VIENNA：杭州中恒电气自主研发使用的充电模块采用的是两路交错并联三相三线制三电平VIENNA的PFC拓扑方式。控制方式：第一Vienna变换器的A相驱动信号与第二Vienna变换器的A相驱动信号同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180；第一Vienna变换器的B相驱动信号与第二Vienna变换器的B相驱动信号同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180；第一Vienna变换器的C相驱动信号与第二Vienna变换器的C相驱动信号同频率同幅值、占空比各自独立、相位错开180。通过两个变换器的并联，使得开关管和二极管电流应力降低一半，可使用传统半导体器件；通过交错并联技术，总输入电流波动减小，从而减少电磁干扰，减小滤波器体积；用两个分散的发热器件代替一个集中的发热器件，在总热量没增加的基础上可方便PCB布局和热设计。另外此拓扑在轻载时，可仍然实现输入电流连续，减少了干扰。（3）单相交错式三相三线制三电平VIENNA：华为使用的充电模块采用的是单相交错式三相三线制三电平VIENNA的PFC拓扑方式。此拓扑方式将三相输入分解为三个单相的交错式的PFC电路，每个之间相互交差120。而每一路的驱动MOS管相互交差180。这样可以降低输入纹波电流和输出电压纹波，从而减小减小BOOST升压电感的尺寸，减小输出滤波电容的容量。同时降低EMI，缩减EMI磁性元器件大小，减小线路的均方根电流等，提高整机效率。2、后级DC-DC的拓扑方式：（1）两组交错式串联二电平全桥LLC：（2）两组交错式并联二电平全桥LLC：目前英可瑞，麦格米特的750V的充电模块均采用的是两组交错式串联二电平全桥LLC，500V的充电模块采用的是两组交错式并联二电平全桥LLC。优点：1、根据母线电压，将分成上下两个全桥的LLC控制，可以在不增加开关管应力的情况下，使用成熟的二电平全桥LLC控制电路；2、采用全桥LLC算法，可以实现整流二极管的零电流关断，提高效率，减小EMI；3、轻载特性比较好。缺点：通过调节频率实现输出电压的调节，难以实现输出电压的宽范围调节，谐振电感和变压器设计困难，开关频率不固定，难以实现更大容量。（3）三电平全桥移相ZVS：英飞源、维谛技术（原艾默生）采用的这种三电平全桥移相ZVS。1、采用三电平技术，可以减小开关管的电压应力，从而使用650V的MOS管，提高整机开关频率，减小输出滤波电感的尺寸；2、移相全桥技术可以实现输出电压的宽范围调节，同时输出电压纹波小；3、变压器不需要开气隙，有利于磁性元器件的功率密度的提升；4、容易做在大功率，大容量。不足之处：1、 轻载时，滞后臂不容易实现软开关；2、 整流二极管为硬开关，反向恢复电压尖峰高，EMI大；3、 占空比丢失。（4）三相交错式LLC:华为，通合电子采用的这种三相交错式LLC。该转换器包含3个普通LLC谐振DC-DC转换器，每个转换器分别以120相位差运行。输出电容的纹波电流得以显着减小，提高功率密度。变压器可以由3个小尺寸的磁性组合，减小整机的高度。但是其控制复杂。（5）三电平全桥LLC:盛弘电气，茂硕电源采用三电平全桥LLC。（6）两组交错式串联二电平全桥移相ZVZCS：（7）两组交错式并联二电平全桥移相ZVZCS：两组交错式串联二电平全桥移相ZVZCS和两组交错式并联二电平全桥移相ZVZCS两种方案跟上述（1）（2）的结构方式类似，只是采用了不同的控制算法，一种为全桥LLC，一种为全桥移相。优缺点LLC拓扑移相拓扑优点效率高宽输入、宽输出调节范围全负载范围内实现ZVS软开关低输出纹波低的EMI电磁干扰易于实现次级侧同步整流易于高压电压输出易于大功率扩展缺点输出纹波大滞后臂难实现ZVS，开关损耗大（但ZCS容易实现）谐振电感，变压器设计困难整流二极管工作在硬开关，损耗大，反射尖峰电压大难实现宽输入和宽输出调节副边占空比丢失（ZCS漏感小）三、 充电模块技术要求和特点及发展方向序号名称技术要求及特点发展现状及方向1单模块功率目前充电桩上使用的主流充电模块功率为单机15KW，少数为单机10KW，如通合电子。1、 从2014年的7.5KW，到2015年的恒流20A 15KW模块，到2016年的恒功率25A 15KW模块的发展进程；2、 今年上半年英飞源，英可瑞，通合电子，中兴等厂家均已开发出20KW充电模块样机，并且尺寸跟15KW比较，均为2U，只是深度部分厂家加长了。但很少正式运用到充电桩中长期运行检验。个人认为20KW充电模块只是一个过渡产品。（只是对原有的15KW进行了功率升级）；3、 目前优优绿源，金威源，新亚东方，麦格米特，飞宏均已开发出了30KW充电模块样机，但都处理测试阶段。人个认为30KW将会成为主流（1、30KW单机模块平均每瓦成本降低不少；2、30KW的尺寸有的是3U高度，或2U高度+超过300的宽度，相对20KW模块尺寸增加不大；3、充电桩肯定是向大功率方向发展，如350KW和400KW，相对单机15KW模块，30KW模块数量减小一半，充电桩可靠性高）。2宽输出电压市场主流模块分为200Vdc500Vdc和200Vdc750Vdc。1、 国网发布2017版电动汽车充电设备供应商资质能力核实标准指出直流充电机输出电压范围为200V750V，恒功率电压区间至少覆盖400V500V和600V750V。因此，各模块厂家均为模块升级成200Vdc750Vdc且满足恒功率的要求；2、 随着电动汽车续航里程的增加，以及车主对缩减充电时间的愿望，大功率充电即350KW，1000V将成为必然的发展方向。因此，模块输出电压会增加到1000V。3、 目前英可瑞已开发出1000V，15KW的模块机样，麦格米特已开发出950V，30KW的模块机样。3宽输入电压市场主流模块的输入电压范围为38020%（305456VAC），频率范围为4565Hz。而英可瑞，英飞源等厂家的输入电压范围标称：（260530VAC）个人认为输入电压范围为38020%（305456VAC），频率范围为4565Hz就可以满足充电桩的现场应用，不必扩展更宽的输入电压范围。4高频化市场上目前前级PFC的开关频率在4060KHZ之间，后级移相全桥固定频率均在100KHZ以下，而全桥LLC的主谐振点频率也在100KHZ以下。随着单机模块功率的加大，而体积又不能成比例增大的情况下，不管是前级PFC还是后级的DC-DC，只有进一步增加开关频率才能实现增大功率密度。5高效率市场上所有厂家的模块，基本上峰值效率在95%到96%左右。随着98%超高效率技术和宽禁带器件在通信电源市场的成熟，从技术角度考虑，将目前的充电桩模块效率提升到98%是完全可能的。但从投资回报率考虑，效率为98%充电模块毫无市场竞争力，因此，只有等到碳化硅和氮化镓等器件平民化之后，充电桩超高效率的模块才能商业化。6散热方式目前市场上所有厂家的模块的散热方式均为强迫风冷方式,前进风后排风的方式（风机质量和寿命将会制约整机模块的寿命）。基于模块故障率高的问题，一些厂家提出了水冷和封闭冷风道的想法。但就目前国内充电桩行业如此低毛利的现状，水冷充电模块这种奢侈品基本可以审判死刑。7功率密度目前以15KW为主流模块的功率密度2.0W/cm3在将来，直流充电桩为了满足不同场景充电的需求，体积是一个比较重新的问题，对于模块来说，尽可能做出超高功率密度的模块，这样可以使体积更紧凑，节省占地面积。预期功率密度为达到3.0W/cm3。8布局方式1、 目前市场上所有厂家的模块的都是后进线后输出方式；2、 尺寸多数为2U高度，绝大数都分上下两块电路板，一块为前级PFC板，另外一块为DC-DC板。每块电路板的高度为1U，上下叠加为2U的整机高度。但英可瑞，麦格米特是一块2U的电路板；（英可瑞以开发出1U高度15KW样机）3、控制电路板英可瑞以插板方式，其他厂家都是跟主板一体；4、均是双控制芯片，多数为双DSP，麦格米特为DSP+ARM方式；5、辅助电源方式：（1）反激，取母线总电压方式；（3）反激双管，取母线上下两电压交错;6、显示方式：（1）3个发光二极管（运行，故障，报警）；（2）3个发光二极管+3位数码管；7、通信地址方式：（1）软件ID自动识别；（2）硬件拔码开关；（3）硬件8421数字编码器。四、自主研发方案序号项目初步方案1单机功率开发20KW机样，输出电压范围为200V750V，恒功率电压区间覆盖400V500V和600V750V。电气间隙和爬电距离按1000V电压等级设计，以便于后期扩容扩压。2模块尺寸初步限定：宽*深*高250*400*88mm3前级PFC拓扑常规的三电平VIENNA拓扑（平均电流算法+中点平衡+电压前馈）MOS管和二极管均采用双管并联方式，以便于后期扩容。4后级DC-DC拓扑两组交错式串联二电平全桥移相ZVZCS拓扑。上下母线各以10KW功率设计，两组进行交错式串联。5布局分上下两块主功率板：1、 前级PFC功率主板+辅助电源电路；高度1U；2、 后极DC-DC功率主板+控制板；高度1U；3、 两板之间信号通过牛角排线方式连接。6控制芯片单一双核DSP F28377D+2个UCC2895（两芯片时钟相位差180度）7显示方式4位数码管方式，通过一个按键切换输出电压和电流的显示以及故障代码8通信地址方式硬件设置，6位拔码开关， 063，最大支持64个模块并联9散热方式采用2个四线制超高速PWM调速直流风扇。12V/2.5A10温度采样支持4路温度采样电路11CAN通信隔离型CAN通信接口，用于用户数据交互，数字均流和数据传输。12RS232通信用于本地程序更新13内置泄放电路模块停机后自动泄放电解电容能量。14辅助电源输入电压取自上下母线电压，采用双管交错式反激方式。15开关频率前级PFC开关频率50KHZ，后级DC-DC开关频率暂定70KHZ1、 初步方案：2、控制板配置方案对比方案1：DSP+ARM方案方案2：DSP+ARM方案方案对比：如下表序号类型方案1：DSP+ARM方案方案2：DSP+ARM方案1简述方案1采用单板结构方式，核心板：双核DSP F28377+STM32F407，DSP负责PFC和DC-DC的控制以及CAN通信。STM32F407负责数据的存储与传输方案2采用双板结构方式，PFC控制板采用DSP F28026只负责PFC的相关控制。DCDC控制板采用DSP F28035负责DC-DC的控制，同时负责CAN通信，风扇控制等。2成本对比DSP F28337D 132元；STM32F407 43元；FLASH 16元；RAM 15元；以太网驱动 6元；3个RJ45 18元。总计：230元DSP F28026 30元；DSP F28035 37元；DA转换器 35元。总计：102元3优点1、 便于公司控制硬件平台建立，扩展其他产品。2、 具备数据存储和传输功能；1、 分开为双控制板，有利于PFC和DCDC单独控制，软件和人员可以分开，结构布局方便；2、 相对于方案1，成本至少降低128元。4缺点1、 成本高；2、 单板不便于布局，两种不同类型芯片不便于软件人员编程。1、 只能单独使用此充电模块电源，不便于扩展；2、 无数据存储和传输功能。5结论虽然成本稍微贵一点，鉴于公司的长期发展和规划，此次采用方案1：DSP+ARM方案3、充电模块V2.0的主要任务序号分类功能名称描述1从无到有VIENNA前级PFC采用VIENNA拓扑方式1、选择控制方式：平均电流控制SPWM+中点不平衡控制+电压前馈控制；2、建立数据模型，进行数值仿真；3、搭建硬件电路平台，PFC电感的设计，功率开关的计算与选型，驱动电路的设计，采样电路的设计等；4、基于DSP进行软件编程，PI参数调整及整机调试。2数据存储与传输整机