-MSPS高速BIT模数转换器(中文)

1、特性单片 12-BIT A/D 转换器系列系列成员：AD9221，AD9223，AD9220灵活的采样速率：1.5MSPS,3.0MSPS,10.0MSPS低功耗：59 mW,100mW,250mW单+5V电源积分非线性误差：0.5LSB微分非线性误差：0.3LSB输入参考噪声：0.09LSB完全片上采样-保持放大器和电压基准信噪比和失真比率：70Db无杂散动态范围：86Db溢出范围指示直接二进制输出数据28线SOIC和28线SSOP封装一般描述AD9221,AD9223,AD9220是一代高性能、单电源供电12位模拟数字转换器。每个器件展示了真正的12位线性和温漂性能1是11.5bit或更好

2、交流性能2。AD9221 / AD9223 和AD9220共享相同的接口选项,封装和引出线。因此,产品系列基于性能、采样率和电源、提供了一个向上或向下器件选择途径。器件的区别在于其指定的采样率,和功耗,这反映在他们对频率的动态性能。AD9221 / AD9223 / AD9220结合低成本、高速CMOS工艺和新颖的架构来实现现有分辨率和一小部分功耗和成本混合实现的单片集成电路。每个器件是一个完整的单片ADC芯片，高性能、低噪声取样保持的放大器和可编程电压基准源。一个外功能框图部基准源根据要求也可以选择适合的直流精度和温度漂移来应用。器件使用多级微分流水线结构，在指定的数据速率下数字输出误差修正

3、逻辑提供12位精度，在操作温度范围内保证没有错误代码。AD9221 / AD9223 / AD9220输入具有高度灵活，允许容易接口于成像、通信、医疗、和数据采集系统。一个真正的差分输入结构允许单端和差分输入接口在不同的输入范围。采保放大器(SHA)也同样适合于多路复用系统在连续通道开关满刻度电压等级以及采样单通道输入频率和奈奎斯特速率。此外,AD9221 / AD9223 / AD9220非常适合通信系统采用直接-IF降频转换SHA在差分输入模式可以实现良好的动态性能远远超出它的尼奎斯特频率。一个时钟输入是用来控制所有内部转换周期。数字输出数据是直接二进制输出格式。一个超出范围(OTR)信号

4、显示一个溢出条件,可以利用最高有效位来确定低或高溢出。产品亮点AD9221 / AD9223 / AD9220系列提供了一个完全的12位取样单片， 28-引线 SOIC和SSOP封装兼容的模拟到数字转换功能。灵活的采样速率：AD9221、AD9223和AD9220采样速率分1.5MSPS,3.0MSPS和10.0MSPS。低功率和单电源AD9221， AD9223，AD9220分别在单5V电源上功耗只有59 mW、100 mW和250 mW。在温度范围内具有优秀的直流性能AD9221 /AD9223 / AD9220提供12位线性和温度漂移性能1。优秀的交流（AC）性能和低噪声AD9221 /

5、AD9223 / AD9220提供比11.3有效位数（ENOB）的性能和具有一个输入参考噪声为0.09 LSB rms.2。灵活的模拟输入范围多功能板上采样保持(SHA)可以配置为单端或差动输入不同的输入范围。AD9221/AD9223/AD9220技术参数DC技术参数 （AVDD = 5 V, DVDD = 5 V, fSAMPLE = Max Conversion Rate, VREF = 2.5 V, VINB = 2.5 V, TMIN to TMAX, unless otherwise noted.)AC 技术参数 (AVDD = 5 V, DVDD= 5 V, fAMPLE = M

6、ax Conversion Rate, VREF = 1.0 V, VINB = 2.5 V, DC Coupled/Single-Ended Input TMIN to TMAX, unless otherwise noted.)数字技术参数 (AVDD = 5 V, DVDD = 5 V, TMIN to TMAX, unless otherwise noted.)转换技术参数 (TMIN to TMAX with AVDD = 5 V, DVDD = 5 V, CL = 20 pF)图1 时序图绝对最大额定参数热特性Thermal Resistance28-Lead SOIC_JA =

7、71.4°C/W_JC = 23°C/W28-Lead SSOP_JA = 63.3°C/W_JC = 23°C/W 订购指南芯片引脚排列芯片引脚功能描述技术参数定义积分非线性误差（INL）线性误差是指从“负满量程”到“正满量程”这条直线上每个代码的偏差。在第一码过渡之前的点是负满量程的1/2LSB。正满量程定义一级1/2LSB，它超过最后一个码的过渡。偏差是测量这条真实直线上的每个特定代码来的。微分非线性误差（DNL，无遗漏码）一个理想的ADC显示代码转换是准确分开1 LSB。微分非线性（DNL）是这个理想值的偏差。确保没有丢码时，12位分辨率显示所有

8、码是4096,在操作范围内每个码必须分别出现。零点误差主要进行转换应该出现一个模拟值低于 1/2 LSB VINA=VINB。零点误差被定义为来自这一点的实际偏差。增益误差第一个代码转换出现模拟值1/2 LSB应高于负满量程模拟值。最后转换出现模拟值1 1/2 LSB应低于标称满量程模拟值。增益误差的偏差是实际的区别第一个和最后一个代码转换和理想的第一个和最后一个代码转换的区别。温度漂移零温度漂移误差和增益误差指定的从最初(25°C)值的最小温度值或最高温度值的最大变化。电源抑制技术参数显示在满量程值下来自供电电源的最小限制值和最大限度值的最大变化。窗口抖动窗口抖动是连续采样的窗口延

9、迟的变化,表现为噪声输入到A / D。窗口延时当输入信号进行转换时，窗口延迟是测量取样保持的放大器(SHA)性能和测量时钟输入的上升沿。信噪比和失真(S / N + D,SINAD)比例S / N + D是测量输入信号的均方根值对所有低于奈奎斯特频率谱的频谱分量的均方根和值的比值，包括谐波但不含直流。S / N + D的值是用分贝表示。有效比特数(ENOB)对于正弦波,SINAD可以表示的比特数。使用下面的公式，N = (SINAD 1.76) / 6.02可以获得一定程度的性能表示为N,有效位数。因此,有效的比特数为正弦波输入设备在给定输入频率可以直接从其测量SINAD计算。总谐波失真（TH

10、D）THD是首次六谐波分量的均方根求和值对测量输入信号的均方根值的比值,表示为一个百分比或分贝。信噪比（SNR）SNR是测量输入信号的均方根值对所有其他低于奈奎斯特频率的频谱分量求和均方根值得比值,不包括前六谐波和直流。信噪比是用分贝表示。无杂散动态范围(SFDR)SFDR用dB表示，是输入信号的均方根振幅和杂散信号峰值之间的差异。AD9221典型性能特性（TPC）(AVDD = 5 V, DVDD = 5 V, fSAMPLE = 1.5 MSPS, TA = 25_C)AD9223典型性能特性（TPC）(AVDD = 5 V, DVDD = 5 V, fSAMPLE = 3.0 MSPS,

11、 TA = 25_C)AD9220典型性能特性（TPC）(AVDD = 5 V, DVDD = 5 V, fSAMPLE = 10.0 MSPS, TA = 25_C)介绍AD9221 / AD9223 / AD9220是高性能系列，完全单电源12位ADC产品系列同样基于CMOS管线式架构。产品系列允许系统设计基于动态性能、采样率和功耗下，一个向上或向下组合的选择路径。AD9221 / AD9223 AD9220的模拟输入范围具有高度灵活,允许对单端或差分输入不同的振幅,可以交流或直流耦合。每个器件共享相同的接口选项,引出线和封装。AD9221 / AD9223 / AD9220利用四级管线架

12、构与宽带输入取样保持的放大器(SHA)上实现一个具有成本效益的CMOS工艺。每一级管线,不包括最后一级,由一个低分辨率flash a / D连接到一个开关电容器DAC和级间残留放大器(MDAC)组成。残留物放大器放大重建DAC输出和flash输入下一级管线之间的差异。冗余一位是用于每级帮助flash的数字校正错误。最后级简单组成一个flash A/ D。管线架构允许更大的吞吐率为代价的管线延迟或延迟。这意味着当转换器能够捕捉新的输入采样的每个时钟周期,它实际上需要三个时钟周期转换完全处理和出现输出。在大多数应用中这个延迟不是一个问题。数字输出和超范围指示器(OTR)输出，都锁存到一个输出缓冲区

13、驱动输出引脚。输出驱动可以配置接口于5 V或3.3 V逻辑。AD9221 / AD9223 / AD9220同时使用边缘的时钟内部定时电路的具体时间(见图1和规格要求)。A / D采样模拟输入在时钟的上升沿。在时钟低时间(上升和下降沿之间的时钟),输入SHAW为采样模式;在时钟高时候,它保持。系统干扰在时钟的上升沿之前和/或过多时钟抖动可能导致输入SHA获得错误值,并且应该最小化。输入SHA和产品系列的每种芯片的个体管线级的内部电路对功耗和性能优化。输入SHA的动态性能和它的功耗之间有一个固定的交换存在。图2和图3显示AD9221 / AD9223 / AD9220的全功率带宽和建立时间的这种

14、交换比较关系。这两个数据显示,更高的全功率带宽图3 建立时间图2 全功率带宽和最快的建立时间是以增加功耗来实现的。同样,一个变换存在在每级采样率和功耗之间。如前所述,AD9221 AD9223,AD9220类似在大多数方面,除了指定的采样率,功耗和动态性能。该产品系列是高度灵活,提供几种不同的输入范围和接口的选择。因此,许多应用问题和变换关系用这些生成的配置也类似。数据表的结构,设计师作出明智的决策选择适当的A / D和最优化性能以适应特定的应用。模拟输入和基准源概述图4中,一个简化的模型AD9221 / AD9223 / AD9220的一个简化模型,突出了模拟输入VINA、VINB和基准电压

15、VREF之间的关系.。在FLASH A / D转换器中如电压应用于阶梯电阻的顶端,VREF电压值定义最大输入电压到A / D核心。最低输入电压到A / D核心是自动定义为-VREF。图4 AD9221 / AD9223 / AD9220输入电路的等效功能添加一个差分输入结构为用户提供额外的灵活性,对传统的flash转换器是不可能的。输入级允许用户轻松地配置为单端操作或微分操作的输入。A / D输入结构的允许将输入信号的直流偏置变化独立于输入转换器的跨度。具体来说,A / D的输入电压应用的核心的区别是维纳和VINB输入插脚。因此,方程，V CORE =VINA VINB （1）定义了差动输入级

16、的输出，并提供输入A / D的核心。电压,VCORE,必须满足的条件， VREF£VCORE £VREF （2）VREF为 VREF引脚的电压。VINA和VINB输入存在满足方程2中的无数组合,但有一个额外的限制是放置在输入AD9221 / AD9223 / AD9220的电源电压。供电电源约束了VINA和VINB有效运行范围。其条件为,（3）AVSS-0.3V<VINA<AVDD+0.3VAVSS-0.3V<VINB<AVDD+0.3V规定了AVSS标称为0V和AVDD标称为5V这个需求。因此,VINA和VINB的有效输入范围的任意组合要满足方程2

17、和3。附加信息显示AD9221/AD9223/AD9220的VINA,VINB,VREF和数字输出之间的关系，见表4。参考本节结尾的表I和表II总结的各种模拟输入和参考配置。模拟输入操作图5显示了AD9221 /AD9223 / AD9220的等效模拟输入，它包含一个微分采样保持放大器(SHA)。SHA的差分输入结构是非常灵活的,允许器件很容易配置一个差分或单端输入。直流偏置,或共模电压、输入(s)可以设置为容纳单电源或双电源系统。注意,模拟输入,VINA和VINB互换除外,颠倒输入VINA和VINB引脚将导致极性反转的结果。图5 AD9221 /AD9223 / AD9220的简化输入电路S

18、HA的最佳失真性能对于差分或单端输入下实现以下两个条件: (1)共模电压是中心大约半电源电压(即AVDD / 2或约2.5 V); (2)SHA的输入信号电压跨度设置为最低(即：2 V输入跨度)。这是由于采样开关,QS1,CMOS开关RON的电阻很低,当SHA在跟踪模式下一些信号的依赖导致频变使交流而失真。CMOS的RON电阻开关在半压电源下通常是最低，为了增加对称性作为输入信号处理AVDD或AVSS。较低的输入信号电压跨度集中于半压电源而减少RON调制的程度。图6 AD9221 / AD9223 / AD9220的 THD 对照表v。在1 V和2.5 V的共模电压下2 V图 6 AD9221

19、/AD9223/AD9220 THD和频率的关系 VCM=2.5V和1V,(AIN=-0.5Db,输入跨度=2.0VP-P)输入跨度的频率特性。注意，每个A / D的共模电压1 V展示在更高频率下的THD特性的类似下降(除了750 kHz以上)。同样,注意THD性能在较低的频率下共模电压变得不那么敏感。作为输入频率处理DC,积分（INL）和微分（DNL)静态非线性失真将受控。很重要的注意是,这些直流静态非线性独立于任何RON调制。 由于在SHA拓扑高度对称,失真度特性能明显改善，差分输入信号的频率和超奈奎斯特能得到实现。这个固有的对称性提供优秀的取消共模失真和噪声。同时,需要输入信号电压跨度是

20、减少一半,进一步降低了RON调制和在失真的其影响程度。最优噪声和直流线性性能使差分或单端输入达到最大输入信号电压跨度(即：5 V的输入跨度)和VINA、VINB匹配输入阻抗。注意,只有轻微的在直流线性退化性能存在2 V和5 V之间的输入跨度AD9221 / AD9223 /中指定AD9220直流规格说明。在图5中,差分SHA使用开关电容拓扑来实现。因此,其输入阻抗和输入驱动源的后续影响应理解从而最大限度地提高转换器的性能。引脚电容、CPIN、寄生电容,CPAR,采样电容,CS组合通常少于16 pF。当SHA进入跟踪模式,对于新输入电压输入源必须充电或放电电压存储到CS。这个CS上的充电和放电操

21、作,平均在一段时间内,对于一个给定的采样频率,fS,使得输入阻抗出现组成一个良性的电阻。然而,如果该操作在采样周期(即：T = 1 / fS),输入阻抗是动态的,因此某些预防措施应该观察输入驱动源。输入阻抗的电阻元件可以通过计算来计算的平均电荷由CH从输入驱动源。可以证明,如果允许CS完全充电输入电压开关QS1前打开,然后平均电流的输入是一样的如果有1 /(CS fS)欧姆的电阻输入之间的连接。这意味着输入阻抗转换器的采样率成反比。由于CS只有4 pF,这个电阻元件典型值是远远大于驱动源(即：25 k ，fS = 10MSPS)。如果认为SHA采样输入阻抗超过采样周期,它对输入驱动源表现为一个

22、动态的输入阻抗。当SHA进入跟踪模式,输入源最好提供开关QS1以指数的方式的充电电流通过RON。指数充电的要求意味着最常见的输入源,一个运算放大器,必须表现出的源阻抗和电阻低和超出了采样频率。图 7 运放串联电阻隔离开关电容SHA输入。匹配电阻改善SNR性能运算放大器的输出阻抗与一系列电感和电阻都可以建模。当一个电容性负载切换到运算放大器的输出,输出将暂时由于它的有效输出阻抗下降。随着输出的复苏,可能发生振荡。针对这一状况,一系列电阻可以插入运算放大器和SHA输入如图7所示。运算放大器的串联电阻有助于隔离开关电容负载。这个电阻的最佳值取决于几个因素,其中包括AD9221 / AD9223 /

23、AD9220采样率,所选择的运算放大器,和特定的应用。在大多数应用中,30- 50电阻器就足够了。然而,有些应用可能需要一个更大的电阻值减少噪声带宽或在一个过电压状态下可能限制故障电流。在其他应用中可能需要一个更大的电阻值来消锯齿反冲滤波器。在任何情况下,由于THD性能依赖于串联电阻和上面提到的因素,对于一个给定的应用建议优化这个电阻值。轻微的改善信噪比(SNR)性能和直流偏移量性能是通过匹配VINA和VINB的输入电阻。改善的程度取决于电阻值和采样率。串联电阻器值大于100,鼓励使用匹配电阻。图8显示了AD9221 / AD9223 / AD9220的THD性能与串联电阻及各自的采样率和奈奎

24、斯特频率。奈奎斯特频率通常代表ADC最坏的情况。在这种情况下,一个高速度、高性能放大器(AD8047)用作缓冲运算放大器。虽然没有显示AD9221 / AD9223 / AD9220信噪比(即1 dB - 1.5 dB)略有增加，从0 k电阻增加到2.56 k由于其带宽限制对宽带噪声的影响。相反, 如果VINA和VINB没有匹配的输入电阻,它表现出轻微的减少信噪比(即:0.5 dB -2 dB)。图 8 THD vs. RSERIES (fIN = fS/ 2, AIN = 0.5 dB, Input Span = 2 V p-p, VCM = 2.5 V)图8显示了一个小串联电阻在 30和5

25、0之间AD9220已提供了最佳的THD性能。AD9223用低的值串联电阻是可以接受的,AD9221因为其较低的采样率提供更长的瞬态AD8047恢复期。注意,较低的放大器带宽通常会有较长的瞬态恢复期,因此需要略高RSERIES电阻值和/或降低采样率来达到最优的THD性能。随着串联电阻值增加,值得注意的是相应的失真也会增加。这是由于它的SHA和寄生电容相互作用,而CPAR依赖信号。因此,由此产生的电阻-电容时间常数是依赖于信号,这就是引起失真的根源。AD9221 / AD9223 AD9220的噪音或小信号带宽同样事他们的全功率带宽如图2所示。对于在噪声敏感方面应用,过高的带宽可能有害,添加一系列

26、电阻和/或并联电容器有助于限制宽带噪声，在a / D输入端形成一个低通滤波器。但是请注意,串联电阻组成的AD9221 / AD9223 AD9220的等效输入电容应该评估对于时域敏感的应用输入信号的绝对建立时间。在谐波失真不是主要关心的应用中,串联电阻可结合SHA的标称16 pF的输入电容选择设置过滤器的3 dB截止频率。减少了噪声带宽更好的方法,是同时可建立抗锯齿过滤器实极点,在输入(即：VINA和/或VINB)和模拟地之间添加一些附加的并联电容。因为附加的并联电容与AD9221 / AD9223 / AD9220的等效输入电容相结合,较低的串联电阻可以选择建立滤波器的截止频率,而不是降低器

27、件的失真性能。并联电容也就像一个水库,沉没或供养所需的附加充电需要保持电容器,CH,进一步减少在运算放大器的输出电流瞬变。应该评估运算放大器驱动AD9221 / AD9223 AD9220增加电容性负载的影响。当噪声是主要的考虑时的优化性能,增加并联电容将允许输入信号的瞬态响应。增加电容太多可能会影响运算放大器的建立时间,频率响应和失真性能。基准源操作AD9221 / AD9223 / AD9220包含片上带隙基准源提供引脚改变选项来生成1 V或2.5 V输出。通过添加两个外部电阻,用户可以生成参考电压1 V和2.5 V。另一种替代方法是使用一个外部基准设计要求提高准确性和/或漂移性能。见表I

28、I的AD9221 / AD9223 AD9220引脚跨接选项的摘要参考配置。图9显示了一个简化模型的AD9221 / AD9223 / AD9220内部基准源电压。引脚跨接引用放大器缓冲区1 V固定基准源电压。基准源放大器的输出,A1,出现在VREF引脚。VREF引脚上的电压决定了全面输入A / D的跨度。这个输入跨度等于,Full-Scale Input Span = 2×VREF电压出现在VREF引脚以及内部的状态参考放大器,A1,取决于电压出现在SENSE引脚。逻辑电路包含两个电压比较器,监控在SENSE引脚。最低的比较器设置点(约0.3 V)控制开关的位置在A1的反馈路径。如

29、果SENSE引脚与REFCOM,开关连接到内部电阻网络,从而提供一个VREF 2.5 V。如果SENSE引脚与VREF引脚通过短或电阻、开关连接SENSE引脚。短路将提供一个VREF 1.0 V,外部电阻网络将提供另一种VREF 1.0 V和2.5 V之间的交替选择。另一个比较器控制内部电路,如果SENSE引脚绑接到AVDD将禁用基准源放大器。禁用放大器允许VREF引脚由外部参考电压驱动。图 9 等效基准源电路AD9221 / AD9223 / AD9220实际的内部电路使用的参考电压出现在CAPT和CAPB引脚。为正确操作使用内部或外部基准时,必须添加一个电容网络连接到这些引脚。图10显示了

30、建议的去耦网络。这个电容网络执行以下三个功能:(1)随着参考放大器、A2,它提供了一个较低的源阻抗在很大的频率范围来驱动A/D内部电路,(2)提供必要A2的补偿,(3) 频带限制来自基准源噪声成分。基准电压的开机时间出现CAP和CAPB之间大约15ms应评估在任何断电的操作模式。图 10 推荐的CAPT/CAPB 的去耦网络A / D的输入跨度可以是动态变化通过改变出现在CAPT和CAPB对称约2.5V平衡差分参考电压(即：电压中心)。改变参考速度超出A2的功能,有必要驱动CAPT和CAPB两个高速,低噪声放大器。在这种情况下,内部放大器(即:A1和A2)必须禁用通过连接SENSE到AVDD和

31、 VREF 到REFCOM,和删除电容去耦网络。外部电压应用到CAPT和CAPB必须是2.5 V +输入跨度/ 4和2.5 V 输入跨度/ 4,分别输入跨度是2 V和5 V之间变化。注意,这些采样在流水线A / D期间任何参考过渡都会损坏,应丢弃。表I 模拟输入配置摘要表II 基准源配置摘要AD9221 / AD9223 / AD9220高度灵活的输入结构,允许它接口于单端或差分输入接口电路。所示应用所示部分驱动模拟输入和基准源配置,随着信息在输入和引用该数据表的概述,给出单端和差分操作的例子。表一和表二所列参考列表的不同可能的输入和参考配置及其相关数据表中的数据。最优的操作模式,模拟输入范围

32、和相关接口电路将取决于特定的应用的性能要求以及电源选项。例如,直流耦合的单端输入将适合大多数数据采集和成像应用。同时,许多通信的应用需要直流耦合输入正确解调可以利用AD9221 / AD9223 / AD9220优秀的单端失真的性能。输入跨度应该配置,系统的性能目标和驱动运算放大器的动态余量要求同时满足。另外,差模的操作与变压器耦合输入提供了最佳的THD和SFDR性能在一个宽的频率范围。这种模式的操作应考虑大多数要求基于频谱的应用,允许交流直接耦合(如：如果数字转换)。单端操作要求VINA是ac或dc耦合的输入信号源同时AD9221 / AD9223 AD9220的VINB可以偏置到适当的电压

33、对应于一个中级代码过渡。注意,信号反相可以很容易通过置换VINA和VINB。AD9221 / AD9223 AD9220的额定规格具有使用单端电路5 V的输入范围和2 V以及VINB = 2.5 V。差分操作要求VINA和VINB同时驱动两个相等的信号是阶段版本的输入信号。禁用差分操作参考放大器如果SENSE绑接到AVDD。禁用放大器允许VREF引脚接入外部基准考电压。图 9 等效的基准源电路实际使用的基准电压AD9221 / AD9223 AD9220的内部电路出现在CAPT和CAPB两引脚。为正确操作使用内部或外部基准电压时，这些引脚必须添加一个电容网络。图10显示了建议的去耦网络。这个电

34、容网络执行以下三个功能:(1)随着参考放大器、A2提供了一个较低的源阻抗在很大的频率范围来驱动,A/ D内部电路，(2)对A2提供必要的赔偿，和(3)频带限制基准源的噪声成份。基准电压的开机时间出现在CAPT和CAPB之间的时间大约15ms，应该评估在任何断电的操作模式。图10 推荐CAPT/CAPB的去耦网络A / D的输入跨度可以是动态变化通过改变平衡差分参考电压出现在CAPT和CAPB侧的对称电压约2.5 V(即：电源中间值)。改变参考速度除了A2的功能,有必要驱动CAPT和CAPB两个高速,低噪声放大器。在这种情况下,内部放大器(即:A1和A2)必须禁用通过连接SENSE到AVDD和

35、VREF 到REFCOM,和移除电容去耦网络。外部电压应用到CAPT和CAPB侧必须是2.5 V +输入跨度/ 4和2.5 V -输入跨度/ 4,分别输入跨度是2 V和5 V之间变化。AD9221/9223/AD9220 基准电压配置描述（见表II）驱动模拟输入介绍AD9221 / AD9223 / AD9220高度灵活的输入结构,允许接口与单端或差分输入接口电路。所示的应用部分驱动模拟输入和基准电压配置在输入的信息和基准概述这个数据表,给出单端和差分操作例子。参照表I和表II所列的列表的不同配置及其可能的输入所在数据表中的关联数据。最优的操作模式,模拟输入范围,和相关的接口电路将取决于特定的

36、应用性能要求以及电源选项。例如,一个直流耦合的单端输入适合大多数数据采集和成像应用。同时,许多通信应用需要直流耦合输入正确解调可以利用优秀的单端失真的性能AD9221 / AD9223 / AD9220。输入跨度应该配置,系统的性能目标和驱动运算放大器的净空要求同时满足。另外,差模的操作与变压器耦合输入在一个宽的频率范围提供了最佳的THD和SFDR性能。这种模式的操作应考虑大多数要求基于频谱的应用,允许交流耦合(即：直接 IF/数字转换)。单端操作要求VINA是ac -或dc-耦合到输入信号源同时 AD9221 / AD9223 AD9220的VINB可以偏置到适当的电压对应于一个中刻度代码过

37、渡。注意，信号反相可能很容易通过通过VINA和VINB置换。的额定规格AD9221 / AD9223 AD9220的额定技术参数具有使用单端电路5 V的输入范围和2 V以及VINB = 2.5 V。差分操作要求VINA和VINB同时驱动两个相等的输入信号的相位的进出信号。AD9221 / AD9223 AD9220差分操作提供了以下好处：(1)信号波动较小,因此线性需求放在输入信号源可能更容易实现，(2)信号波动较小,因此可以允许使用的放大器可能受到空间的限制，(3)差分操作使偶次谐波达到最小化产品,和(4)差分操作提供了基于器件的共模抑制噪声免疫力。图11显示了这三个器件的共模抑制。图11

38、AD9221/223/AD9220输入共模抑制比对照输入频率作为最典型的CMOS器件,超过了供电限制将在内部寄生二极管,导致器件内部瞬态电流。图12显示了一个ac或dc耦合单端输入的两个系列电阻和两个二极管一个简单的钳位电路。一个可选的电容器显示ac耦合的应用。注意，一个更大的串联电阻器可以用来限制故障电流通过D1和D2但应该评估因为它可以导致整体性能退化。类似的钳位电路也可用于每个输入差分输入信号是否被应用。单端模式运行图12 简单的钳位电路AD9221 / AD9223 / AD9220 单端可以配置操作使用直流或交流耦合。在这两种情况下，输入A / D的必须是一个运算放大器这不会降低A

39、/ D的性能。因为A / D从单电源运行，这将是必要电平偏移地面双信号符合它的输入要求。直流和交流耦合提供这种必要的功能，但每种方法的结果在不同的接口问题会影响系统的设计和性能。DC耦合和接口问题许多应用需要模拟输入信号直流耦合到AD9221 / AD9223 / AD9220。运算放大器可以配置为重新调节和电平变化的输入信号,以便它兼容的选择A / D的输入范围。输入范围应该选择根据A / D的系统性能目标以及模拟电源的可用性,因为这将对运算放大器的选择某些约束。许多新的高性能放大器指定为唯一±5 V电源运行和输入/输出摆幅能力有限。因此， AD9221 / AD9223 AD92

40、20所选的输入范围应该敏感净空要求特定的运算放大器，以防止截幅的信号。同时，由于双电源放大器的输出摆幅可以低于-0.3 V，钳位它的输出应考虑在某些特定应用。在某些应用中,这可能有利于使用运算放大器本身指定的单电源5 V运行,因为它将限制它的输出摆幅在电源电压轨内。对于AD8041、AD8011 AD817这样的放大器是为此目的而采用。AD8041等轨到轨输出放大器允许AD9221 / AD9223 AD9220配置对于较大输入跨度,从而改善噪声性能。如果在应用中需要输入跨度最大的(即：0 V到5 V)的AD9221 / AD9223 / AD9220,运算放大器将需要更高的供电电压来驱动它。

41、各种高速放大器运算放大器的选择指南的数据表可以选择适应各种不同的供电电压选项。再一次强调，这些应用中应该考虑钳位放大器的输出摆幅。两个直流耦合运算放大器电路使用同相和反相输出拓扑在下面讨论。虽然没有显示,同相、反相拓扑可以很容易地通过分别使用Sallen-Key或多重反馈拓扑结构配置的抗锯齿滤波器。附加的电阻-电容网络之间可以插入运算放大器的输出和AD9221 / AD9223 AD9220输入提供一个真实极点。简单运放缓冲图13 单端AD9221/AD9223/AD9220运放驱动电路在最简单的情况下,输入信号到AD9221 / AD9223 AD9220按照选定的输入范围已经偏置电平。它只

42、是对A / D的引脚VINA和VINB的模拟输入提供了所必需的充分的低阻抗。图13显示了为单端驱动使用运算放大器的推荐配置。在这种情况下,同相运算放大器为单位增益配置驱动VINA引脚。内部基准源驱动VINB引脚。注意,附加串联一个电阻器30- 50相连。VINA和VINB将在几乎所有情况下是有益的。参照模拟输入运行部分讨论电阻的选择。图13显示了正确的连接为0 V 5 V的输入范围。替代单端输入范围0 V 2×VREF也可以用适当的配置来实现VREF(请参阅使用内部引用部分)。运放采用直流电平偏置图 14 采用直流耦合电平偏置的单端输入运放图14显示了运算放大器采用直流耦合电平转移电

43、路，A1，求和输入信号所需的直流偏移量。配置反相模式的运算放大器和电阻的值结果增益为-1交流信号放大器。如果信号反相是不符合需要的，VINA和VINB互换连接重建原始信号极性。直流电压在VREF上设置AD9221/ AD9223 / AD9220 为共模电压。例如,当VREF = 2.5 V，运算放大器输出电平也将围绕2.5 V。使用比例匹配,薄膜电阻网络将增益和偏移误差最小化。另外，可选一个上拉电阻RP可以用来减少在VREF上的输出负载±1mA。AC耦合和接口问题交流耦合是合适的,应用的运算放大器的输出AD9221 / AD9223 AD9220通过耦合电容器可以很容易地

44、转移到共模电压电平,VCM。这允许运算放大器的共模的优点电平对称偏移到电源中点电平(例如,(VCC+VEE)/ 2)。对称工作的放大器对其电源通常提供最好的交流性能以及最大的输入/输出。因此,各种高速/性能放大器仅限于+ 5 V / -5V工作和/或指定为5 V单电源工作，这些都可很容易地为AD9221 / AD9223 / AD9220配置为5 V 或2 V的输入跨度。当A / D时配置为2 V输入跨度和共模电压2.5 V时最好的交流失真性能是可实现的。注意，差动变压器耦合，这是另一种形式的交流耦合,应该考虑最佳交流性能。简单的AC接口图15显示了一个ac-耦合, 单端配置的典型例子。双极性

45、偏压的变化, 地到基准的输入信号大约为VREF。C1和C2的值将取决于电阻R的大小,电容器,C1和C2,通常是0.1F陶瓷电容和10F钽电容并联实现低截止频率，同时，在宽的频率范围内保持一个低阻抗。电容和电阻的组合形成一个高通滤波器和高通-3 dB频率方程决定的，低阻抗VREF电压源偏置VINB输入和提供偏置电压的输入。图15显示了VREF配置为2.5 V;因此,A / D的输入范围为0 V - 5 V。其他输入范围可以选择通过改变VREF,但A / D的失图15 AC耦合输入真性能降低略作为输入共模电压偏离2.5 V的最佳水平。供选择的AC接口图16显示了一个灵活的AC耦合电路,可以配置不同

46、的输入范围。由于VINA和VINB 共模电压比独立偏置于VREF的中心电源电压,VREF引脚锁定或重新配置来实现输入2 V和5 V p p之间的跨度。AD9221 / AD9223 / AD9220的共模抑制比以及对称耦合电阻-电容网络将消除电源变化和噪声。电阻R建立共模电压。他们可能有一个高值(如：5 k),以减少功耗建立低截止频率。电容C1和C2,通常0.1F陶瓷和10F钽电容器并联来实现低截止频率，同时，在宽频率范围维持一个低阻抗频率范围宽。RS隔离缓冲放大器从A / D输入。当VINA和VINB通过无韵律驱动网络时实现最优性能。f-3 dB点可以近似方程，图16 AC耦合输入

47、弹性 输入跨度，VCM=2V运算放大器选择指南AD9221 / AD9223 / AD9220运算放大器的选择高度依赖于特定的应用。一般来说，性能任何给定的应用都需求的特点时域或频域参数。在这两种情况下,应用时应该仔细选择运算放大器,同时保留A / D的性能。这个任务变得富有挑战性，认为要应该仔细考虑AD9221 / AD9223 / AD9220的高性能能力加上其他无关的系统级功耗和成本等要求。能够选择最优运算放大器可能进一步复杂化有限电源可用性和/或有限的可接受供应所需的运算放大器。新的、高性能放大器通常有输入和输出范围限制依照他们的低电压供电。因此,一些放大器允许更合适在交流耦合系统应用

48、。当需要直流耦合时,放大器没有空间限制, 应考虑轨到轨放大器或可以使用更高的供电电压。下面将介绍当前模拟器件公司的一些运算放大器。系统设计师总是鼓励联系工厂或当地销售办事处在模拟器件上更新的最新放大器产品。高端运算放大器区域,他们可能会限制AD9221的性能/ AD9223 AD9220也包括在内。AD817:单位增益50MHz,建立时间70ns 0.01%,电源电压+5V 到±15V 最佳应用：采样速率<7MSPS,低噪声，5VP-P输入范围 限制：THD 大于100kHzAD826:AD817的双版本, 最佳应用：差分/或低阻抗输入 驱动，低噪声 限制：THD 大于100k

49、HzAD818:130MHz,G=+2BW,建立时间80ns 0.01%,电源电压+5V 到±15V 最佳应用：采样速率<7MSPS,低噪声，5VP-P输入范围, 增益:+2 限制：THD 大于100kHzAD828:AD818的双版本, 最佳应用：差分/或低阻抗输入 驱动，低噪声，增益:+2 限制：THD 大于100kHzAD812：双运放，145MHz, 单位增益,单电源电流反馈，+5V 到±15V电源 最佳应用：差分/或低阻抗输入驱动，采样速率<7MSPS 限制：THD 大于1MHzAD8011:f-3dB=300MHz, +5V 到±5V电源，

50、电流反馈 最佳应用：单电源，AC-DC耦合，良好AC参数，低噪声，低功耗5mW 限制：THD 大于5MHz,可用输入/输出范围AD8013:3组，f-3dB=230MHz, +5V 到±5V电源，电流反馈，禁用功能 最佳应用：3:1混合器，AC-DC耦合，良好AC参数 限制：THD 大于5MHz,输入范围AD9631:单位增益220MHz, 建立时间16ns 0.01%，±5V电源 最佳应用：良好AC参数，低噪声，AC耦合 限制：THD 大于5MHz,可用输入范围AD8047:单位增益130MHz, 建立时间30ns 0.01%，±5V电源 最佳应用：良好AC参数

51、，低噪声，AC耦合 限制：THD 大于5MHz,可用输入范围AD8041:轨到轨，单位增益160MHz, 建立时间55ns 0.01%，5V电源，26mW 最佳应用：低功耗，单电源系统，DC耦合，大输入范围 限制：噪声支持2V输入范围AD8042:双AD8041 最佳应用：差分/或低阻抗输入驱动 限制：噪声支持2V输入范围差分模式运行由于并不是所有的应用有一个先决条件信号对差分运行,通常需要执行单端到差分转换。在系统中不需要DC耦合,一个射频与中心抽头变压器是最好的方法来生成AD9221/ AD9223 / AD9220差动输入。它提供了所有的好处是A / D在差模运行中没有额外的贡献噪音或失

52、真。射频变压器的好处是也提供信号源和A / D之间的电气隔离。注意，尽管单端到差分运算放大器拓扑将允许直流耦合的输入信号，当AD9221 / AD9223 AD9220的直流单端模式运行奈奎斯特频率(即：fIN< fS / 2)对比THD性能上实现已无显著改善。另外,所需的额外运算放大器拓扑中往往会增加总系统噪声,功耗和成本。因此,建议对于大多数应用单端模式操作要求直流耦合。AD9221 / AD9223 / AD9220在使用变压器差动模式下运行THD和SFDR实现表现戏剧性的改善。图17显示了每一个a / D的THD相对差动变压器耦合电路相对输入频率的曲图18 AD9221/9223

53、/9220 SFDR对比输入频率（VCM=2.5V,2VP-P输入跨度，AIN=-0.5dB）图17 AD9221/9223/9220 THD对比输入频率（VCM=2.5V,2VP-P输入跨度，AIN=-0.5dB）线,图18显示了SFDR相对输入频率的曲线。两个图形展示差模的频谱性能增强的运行。差分和单端模式之间的性能增强是最值得注意的频率作为输入方法和超越了奈奎斯特频率(即：fIN< fS / 2)对应于特定的A / D。图表也有助于确定适当的A / D直接如果转换或欠采样应用。参照模拟器件应用说明AN- 301和AN- 302信息讨论欠采样。应该选择符合或超过的A / D失真性能要

54、求测量所需的频率通带。例如，AD9220在扩展频率范围内达到最佳的失真性能由于其功率带宽更大,因此，将是一个最好的选择如果欠采样为21.4 MHz。请参考这个数据表的应用部分更详细的信息和这个特定应用的特性。图19显示了建议使用变压器的示意图电路。电路使用微型-电路射频变压器、模型# T4-6T,阻抗比的4(匝比2)。原理假设信号源有50源阻抗。1:4阻抗比要求200二次终止传输和电压驻波比的最佳功率传输。变压器的中心抽头提供了一个方便的手段的电平转移所需的共模输入信号电压。可以实现最优性能的中心抽头到AD9221 / AD9223 / AD9220的CML ,这是共模的偏移电平的内

55、部采保（SHA）。图 19 变压器耦合输入变压器与其他匝比也可以选择优化一个给定的应用性能。例如,给定输入信号源或放大器可以实现变压器性能的改善,降低了输出功率和信号波动。因此,选择一个变压器高阻抗比例(如：微电路 T16-6T 1:16阻抗比)有效“步骤”信号电平,因此进一步降低信号源的驱动求。参照图19、串联电阻RS,并联电容器CS和变压器的二次绕组之间插入AD9221 / AD9223 / AD9220。33的值和15 pF选择专门优化A / D的THD和SNR性能。RS和CS帮助提供一些隔离从A / D输入瞬态反射回来到主变压器。图 20 AD9220 SFDR,SNR对比输入振幅(f

56、IN=5MHZ,fCLK=10MSPS,VCM=2.5V,差分)AD9221 / AD9223 / AD9220通过设置内部基准(见表II)可以很容易地配置为2 V p p输入跨度或5.0 V p p输入跨度。其他输入跨度根据如图23所示的数据表可以用两个外部增益设置电阻来设置。图20展示了AD9220两跨度实现高线性度和SFDR宽范围振幅要求在苛刻通信所需的应用。与AD9221和AD9223类似的性能实现相应的奈奎斯特频率。图20 也显示了一个值得注意AD9220 2 V p p和5 V p p输入跨度的选择SFDR和SNR性能之间的差异。首先,由于5.0 V p p输入跨度增加动态范围，信噪比性能提高2 Db。第二,AD9220的SFDR性能将改善为输入信号低于大约-6.0 dBFS。3 dB 到5 dB改善通常实现为输入信号电平在-6.0 dBFS和-36 dBFS之间。这个改善SNR和SFDR 在5.0 V p p跨度对通信系统是有利的,可以追加保证或动态余量使ADC限幅最小化。基准源配置本节相关的数据在内部和外部基准源操作不