开关电源设计不可不看--Flyback电路原理

1、Flyback 转换器电路是由 Buck-Boost 电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨 Flyback 电路，必须先从 Buck-Boost 电路开始。、 Flyback 电路简介（一）Flyback 电路架构Flyback 变换器，俗称单端反激式 DCDC 变换器，又称为返驰式 （Flyback） 转换器，或 "Buck-Boost" 转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名 .Flyback 变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间， 才向负载传递能量的一种电路架构。（1）Flyback 变换器理论模型如图。

2、（2）实际电路结构根据 Flyback 变压器的同名端绕制方式， 有下面两种形式， 这两个电路实质上是一样的 当然， Flyback 电路还有其他衍生形式（见附录 I ）。二） Flyback 变换器优点1）电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求（2）转换效率高，损失小。（3）匝数比值较小。（4）输入电压在很大的范围内波动时， 仍可有较稳定的输出， 目前已可实现交流输入在 85 265V 间，无需切换而达到稳定输出的要求。（三） Flyback 变换器缺点（1）输出电压中存在较大的纹波， 负载调整精度不高， 因此输出功率受到限制 ,通常应用于 150W 以下。（ 2）转换变压

3、器在电流连续 模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所 以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大。（3）变压器有直流电流成份， 且同时会工作于 两种模式， 故变压器在设计时较困 难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。、 Buck Boost 转换器工作原理所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性；要了解 Flyback 转换器，要从其基本转换 器 Buck Boost 电路开始。（一） BuckBoost 电路组成Buck Boost 电路由一个开关晶体管，一个功率二极管，一个储能电感和一个输出电容组成， 见图 1。图 1 Buck Boost 电路结构（二）电路特性（

4、1）输出电压为负电压（2）输出电压的大小可高于或低于输入电压（3）输入端与输出端的电流波形都是脉波形式。（三）工作原理 为方便理解电路工作原理，先介绍一下楞次定律。楞次定律： 电感总是“阻碍外电路通过电感的磁通（电流）的变化”，即：外电路通过电感的磁通 1（电流 i1）增大，电感将产生与 1（电流 i1 ）反向的磁通 2（电流 i2 ）， 阻碍外电路磁通 1 （电流 i1 ）的增大；外电路通过电感的 1（电流 i1）减小，电感将产生与 1（电流 i1 ）同向的磁通 2（电流 i2）， 阻碍外电路 1 （电流 i1 ）减小的减小。以下就 BuckBoost 稳态电路的工作作一个简要说明。假设一个

5、周期的开始时间为：开关晶体管 Q1导通时（ Turned On或 Closed）。此时输入电压 完全跨在电感之上，电感的电流将成线性增加。由棱次定律，“外电路通过电感的电流i1 增大，电感将产生与 i1反向的电流 i2 ，阻碍外电路电流 i1的增大”。外电路电流 i1（主要是主电路电流） 从同名端流出，原边的同名端为负，异名端为正，所以电感电压 V1 为“+”，电感所存储的能量因 此逐渐增加；变压器副边的同名端为负，异名端为正，所以功率二极管反偏，负载所需的能量完 全由输出电容提供，此时电容的电压会有些降低（要看电容的大小）。当开关晶体的控制信号（电压或电流），使开关晶体 Q1 不导通时（ T

6、urned Off 或 Opened）， 此时外电路通过电感的电流 i1 急剧减小（几乎为零），由楞次定律，“电感将产生与磁通1 （电流 i1）同向的磁通 2（电流 i2），阻碍外电路 1（电流 i1）的减小”；外电路电流 i1（主要是电感 电流），从同名端流出，原边的同名端为正，异名端为负，所以电感电压V1为“- ”，变压器副边的同名端为正，异名端为负，所以功率二极管正偏，变压器副边电压大小恰等于输出电压。通过 二极体的电感电流将线性减少，除了提供给负载外，还给输出电容充电（输出电容的电压会增高 些），这个情形将持续到下一个周期开始为止。开关晶体导通的时间占整个周期的比率，称为工作周期（ D

7、uty Cycle ，简称为 D）， D越大， 表示电感充能的时间越长，依照“伏秒平衡”原理（后面介绍），输出电压一定越高。（四）公式推导以下公式推导时作如下假设： 1）开关晶体与二极管均为理想元件，也就是导通时呈短路，不导通时呈断路。2）电感不会饱和，且电感值为不变的常数，也就是BH曲线为线性，且铜损 / 铁损忽略不计。3）电感与输出电容构成的等效滤波器， 可以有效的将输出电压滤成纹波很小的直流电压。 或者说，电感与输出电容构成低通滤波器的角频率远低于切换频率。1 连续导通模式（ ）公式推导( 1)在开关晶体 ON的时间， 0 t DTsvL (t) VI1tiL (t) iL (0) L

8、0 vL ( )d2.1)i L (0)VIt2.2)在 t DTs 时，iL (DTs) iL (0) VI DLTs2.3)(2) 当开关晶体被 OFF时， DTs t Ts ，二级管顺偏导通，所以 vL (t) VO1tiL (t) iL (DTs) L DT vL ( )d2.4)iL(DTs)VO (t DTs)L2.5)当 t Ts 时，iL(Ts) iL (DTs)VO (1 D)TsL2.6)在稳态操作情况下， iL (0) iL(Ts) ，将( 2.3 )代入( 2.6)得iL(Ts) iL (0)VI DTsLVO (1 D)TsL2.7)也就是2.8)VI DTs VO(

9、1 D)Ts(2.8 )就是所谓的 “伏秒平衡” 定律。电感的电压，对时间积分一个周期，结果为零， 如此才可确保电感器不会饱和。由( 2.8 )，可得输出与输入电压关系式：MVOVID1D当工作周期 D 小于 0.5 时，输出电压小于输入电压； 当 D 大于 0.5 时，输出电压大于输入电压。(3) 电路波形厶输入端的电流波形，即开关晶体的电流为脉波形状，实际应用中，必须加入滤波器(C或 LC)才不会影响其他系统；二极管的电流也是脉波型，所以通过输出电容的纹波电流较大，所以使用 的电容也需大，而且对等效串联电阻 ESR的要求也比较严格。备注：ESR:是指在 AC或 DC下的串联等效阻抗( Eq

10、uivalent Series Resistance)ESL：在 AC下的串联等效低电感( Equivalent Series Inductance )。ESR与频率关系：电解电容的 ESR会随着使用频率的上升而下降。厂商标称的 ESR是在一定 工作频率( 120Hz,1KHz,100KHz)下的 ESR，见下表：2. 不连续导通模式( )公式推导 以上所推导的公式是在连续导通模式( Continuous Conduction Mode， )下操作的Buck-Boost 电路，也就是电感的电流恒高于零。它的物理意义是，电感的能量在 (1 D)Ts 的期间并未完全释放。从图上显示，如果输入与输

11、出电压不变，电感与电容值也固定的情形下，负载电流与电感的平均电流成正比，当负载电流逐 渐减小时，电感的平均电流也会逐渐降低，低到电感在某一时段的瞬时电流为零。此时我们称转 换器即将进入不连续导通模式( Discontinuous Conduction Mode， )操作。也就是说， 电感的能量在充放之间，会将能量完全的释出。其实影响 的因素不只是负载电流，以一个输出电压固定的稳压电路为例，切 换频率，电感大小，输入电压与负载电流，都会影响转换器的操作模式，前两者在设计阶段制定，后两者才是实际应用上主要的影响因素。于是 存在一个以输入电压与负载电流的边界线，在边界上，恰好是电感电流碰到零的操作点

12、。（边界线将在后面讲述）在 的工作模式下， 转换器有着与 不同的特性， 一般将一个工作周期分成三个部 分：D1Ts - 开关晶体导通期间D2T - 开关晶体被 OFF，且电感电流大于零期间D3Ts - 开关晶体被 OFF，且电感电流等于零期间（1）在 0到 D1Ts 期间，即开关晶体导通期间， 电感上依旧跨着输入电压，电感的电流也是线性 上升，只不过是从零点上升。在开关晶体 ON期间，即 0 t D1Ts ，2.10)2.11)vL (t) VIiL (t) iL(0) 1L 0 vL ( )dVItL在 t D1Ts 时，i L ( D1Ts )VI D1TsL2.12)（2）当开关晶体被

13、OFF，且电感电流大于零时， D1Tst （D1 D 2）Ts ，二级体顺偏，vL （t）VO2.13)1tiL(t) i L (D1Ts )DT vL( )dL D1Ts当 t (D1iL(D1iL(D1Ts)D2)Ts 时，D2)TsVO (t D1Ts)VOD2TsiL (D1Ts)L2.14)2.15)（3）由（2.14 ）可以看出，电感的电流以一个斜率下降， 当电流降到零时， 二极体不再导通， 负载所需的能量不再由电感提供，将由输出电容负担。这时电感电流为零，电感的电压也为零， 我们称此转换器已工作在 D3Ts 期间， D3 1 D1 D2 。 (D1 D2)Ts t T 期间，2.

14、16)2.17)vL (t) 0iL (t) 0由 2.12 与 2.15 可得，VI D1Ts VO D2Ts（2.18 ）（2.18 ）依旧是磁性元件“伏秒平衡”式子，如果由负载电流的角度（负载电流连续期间） 来看，其大小恰等于通过二极体电流的平均值，也就是IOVOR121iL(D1Ts)D2，（面积公式 ）由（2.15 ）可得i L (D1Ts )VOD2TsL，所以IOVOD22Ts2L2.19)其中 R为负载电阻值，将（ 2.18 ）化简，得到 D2得关系式，代入D12LRTs2.20)2.18 ）得，VOVI2.21)由以上得推导得知，在 工作的时候，工作周期 D1与负载的轻重有关

15、（ 2.20 ），这个现 象与 是不同的。从以上分析推论知（ 2.21 ）：输入电压低，切换频率高，电感大，负载电流大都有将转换器 推向 的趋势，这从公式推导和电路物理意义，都容易得到。现在如果将切换频率 Ts，电感值 L 与输出电压 VO固定，则可以得到一条代表 与 的边界曲线公式：D2 VI , D 2VI由(2.21 )得 D1 VO , D2 D1 VI VO ，2 D22 VI2D22 ( 2) 2 ( I ) 22D2 D1VI VO代入( 2.19 )，得IVOTsVI22.22)I O 2L VI2 VO2这条曲线在设计转换器与分析转换器的工作范围都很重要，设计就是依此曲线设计

16、（4）电路曲线、 Flyback 转换器工作原理Flyback 不同于 Buck-Boost 的地方，仅在于将电感器衍生成一个“耦合电感”，也就是俗 称的“变压器”，但不同于一般变压器，耦合电感“实实在在”的存储能量，不只是变压器的磁 化能量。就是因为将电感变成耦合电感，所以可以将初 / 次级隔离，而且利用匝数比的控制，使转换 器的工作点设计更有弹性。另外，多组输出的应用更简单容易。公式推导和 Buck-Boost 几乎一样，为更接近实际情况，将二极体顺向压降考虑进去（在低 输出电压时相差很大）。一)先推导 的工作情形2.23)1)在开关晶体 ON期间，即 0 t DTs ， vLP (t )

17、 VI1tiLP(t) iLP (0) L 0vLP( )dLP 0LP(0)VItLP2.24)2.25)2.26)此时，二极体反偏不导通，负载电流全部由输出电容提供。NS vLS(t) NNPS ViLS (t) 0在 t DTs 时，iLP(DTs)iLP(0)VI DTsLP2.27)(2)当开关晶体 OFF时，二极体顺偏， DTS t TS vLS(t)(VO VD )1tiLS (t) iLS (DTS)DT vLS( )dLS DTS2.28)其中 iLS (DTS)vLP(t)iLP(t)当 t TS 时，NP i (DT ) (VO VD)(t DTS)NPS iLp(DTS

18、)ODLSSN P i (DT )iLP(DTS) 就是“变压器公式”得到的。NSNPNS(VO VD )2.29)对应到初级侧，可以得2.30)2.31)iLS(TS)2.32)NNP iLp(DTS) VO(1L D)TSNSLSNS由(2.27)和 iLP(0)N i LS (0) ，所以NPNNPS iLp(DTS)NPVI DTsNNPS iLP(0) VILDPTsNP VI DTs iLS(0) NNSP VILDPTs因为 i LS (TS) i LS (0) 所以，NP VI DTsNS LPVO (1 D)TS因为( NNPS )2，所以VI D NNP (VO VD)(1

19、 D) NS2.33)NP (VO VD )DVI2.34)或 NSVI1 D2.34 ）就是 中输出 / 输入电压关系式3）电路波形观察各元件的电压与电流波形，除了耦合电感的特性外， Flyback 电路确实与 Buck-Boost 电 路完全类似，电流的导通模式都完全一样。（二） 公式推导1）在 tD1Ts 时，iLP(D1Ts)VI D1TsLP对应到次级侧，vLS (t)NSNPVIiLS(t)( 2.37 )(2.38 )2.39)2）当开关晶体被 OFF的瞬间，二极体顺偏，iLS(D1TS ) NP VI D1TSNS VI D1TSNSLPN PLS在次级侧电感电流大于零期间，D

20、1Tst ( D1 D 2 )TsvLS(t)(VO VD )1iLS(t) iLS (D1TS)D1TSvLS ( )dNS VI D1TS (VO VD )(t D1TS )N PLSLS在 t (D1 D2)Ts 时，i LS ( D1 D2)TS 0 ，所以 (2.42) 变成NNS VI D1TS (VO VD )D2TSNP(2.42 )2.43)2IO VRO 12iLS(D1Ts)D2 (VO VO)D22Ts2.44)2.45)2.46)N P VOVD2IOLS(VO VO )Ts ，由(2.43)可得， D1NSVI由以上的推导可知，在 D.C.M.工作的时候，工作周期(

21、 D1 )与负载的轻重有关，这个现象与D2D2同样可以得到“ 伏秒平衡式 ”。由 (2.42) 可以看出，电感的电流依一个斜率下降，当电流 降到零时【 t (D1 D2)Ts 】，电感的能量已消耗殆尽，二极管不再导通，负载所需的能 量不再由电感提供，转由输出电容负担，这时电感的电流为零，相对电感的电压也为零，我们称 工作在 D3Ts 期间。3) D3 1 D1 D2 ，vLP (t) vLS (t) 0iLP (t) iLS (t) 0负载电流大小恰为通过二极体电流的平均值，也就是2LS 其中， R为负载电阻值，将( 2.46 )化简，可得关系式是不同的。4）电路波形（5）与 的分界线 如果将

22、匝数比、电感值、切换频率与输出电压固定，可推导出一条代表 与 的 分界线公式：NSS VIIOTs(VO VD )NP I22L N S2LSNS VI (VO VD)NP与 临界线时电路波形：Vi0LP0(5+5)/_0Q四、 FLYBACK 电路改进形式进的 flyback topology电路一）电路如下：（二）Improved Fly-Back 输入输出关系Input: 24 VDC ； Output: 330 VDC /500W根据Improved Fly-Back 电路工作原理，在 Fly-Back 电路稳定工作时（运行工况： ）， 推导输入输出电压 VI 、VO与导通比 D、变压器匝数比 n （ N1 / N2） 的关系；计算电容两端电压 VCI1 VLI1 DT(1)I2Vo VC (1 D)TL2(2)I1N2I2N1(3)VI (Vo VC )n VC 由以上四个方程联立求解，可以得到，4)VCVI