一种改进的电压跟随PFCCukACDC变换器

1、    一种改进的电压跟随PFCCukAC/DC变换器摘要：实现了一种全集成可变带宽中频宽带低通滤波器，讨论分析了跨导放大器-电容(OTAC)连续时间型滤波器的结构、设计和具体实现，使用外部可编程电路对所设计滤波器带宽进行控制，并利用ADS软件进行电路设计和仿真验证。仿真结果表明，该滤波器带宽的可调范围为126 MHz，阻带抑制率大于35 dB，带内波纹小于05 dB，采用18 V电源，TSMC 018m CMOS工艺库仿真，功耗小于21 mW，频响曲线接近理想状态。关键词：Butte1引言随着半导体器件的发展，电力电子装置的大量应用，导致大量谐波电流涌

2、入电网，污染电网，这一问题已引起了各国的重视。为了限制总的谐波含量（THD）以提高功率因数，制定了许多标准，如IEC100032。近年来，如何提高功率因数成为了电力电子领域研究的热点，提出了许多有源PFC电路13。有两种功率因数校正方案，其一是采用控制输入电流使其接近正弦，这种方案中电路工作在连续导电模式(CCM),通常要求双闭环控制，由于对输入电流、电压及输出电压取样，这种方案比较复杂，成本高，限制了该方法的使用45。另一种方案是采用电压跟随（VoltageFollower）方式6，电路通常工作在不连续导电模式(DCM)，开关由输出电压误差信号控制，这种PFC方案仅需要一个电压控制环，这种方

3、案相对简单，引起了研究人员的广泛关注68。本文通过对工作于DCM的普通Cuk变换器功率因数校正能力的分析，给出了提高其功率因数校正能力的方案，同时使器件应力得到降低。在传统的CukDC/DC变换器中，两个电感存在依赖关系，即它们同时进入DCM或CCM，通过在电路中加一二极管，改变了它们之间的依赖关系，使它们可以独立工作于不同的导电模式。因此，在利用电压跟随方法进行功率因数校正时，令输出电感工作于CCM，而输入电感工作于DCM，从而减小了输出电压纹波，提高了变换器的效率。2工作于DCM的CukAC/DC变换器的功率因数校正能力传统的CukAC/DC变换器如图1所示，当其工作于DCM时，其输入电流

4、波形如图2所示，从图2可以得到，在一个开关周期TS内，输入电流iin的平均图1传统的Cuk变换器图2输入电流iin的波形图3改进的VFPFCCukDC/DC变换器图4变换器的主要波形值为：=(DD21)TSVin/L1（1）由式（1）可以看出，由于D21的存在，与Vin不是线性关系，D21越小，与Vin越接近线性关系，从而变换器的功率因数校正能力越强。由电感的伏秒平衡可得：VinDTS=(VCVin)D21TS（2）从而D21=D（3）从式（3）可以看出，欲减小D21从而提高变换器的功率因数校正能力，可以通过增加VC得以实现。本文提出经改进的Cuk变换器，通过一开关电容网把储能电容分成两个大小

5、相等的电容，它们串联充电，并联放电，从而提高了变换器的功率因数校正能力，现分析如下：在传统的Cuk变换器中，假设电容C上的电压为VC，则其储藏的能量为CVC2/2，现由两个大小为C/2的电容C1、C2储藏相同的能量，设电容C1、C2上的电压均为VCS，则：CVC2=C1VCS2C2VCS2=CVCS2（4）从上式可以看出，VCS与VC相等，但电容C1、C2是串联于电路中的，其上的电压之和为2VC，这相当于提高了式（3）中的VC，从而提高了Cuk变换器的功率因数校正能力。3改进的CukDC/DC变换器在传统的CukDC/DC变换器中，输入与输出电感具有相互依赖关系，即它们同时进入DCM或CCM。

6、为解除这种依赖关系，在传统的CukDC/DC变换器中引入了一二极管VD0,在所提出的CukDC/DC变换器电路中，用一开关电容网代替储能电容C，从而提高了变换器的性能。图3为所提出的CukDC/DC变换器电路，在此基础上，提出了一种新的PFC电路。在讨论新的PFC电路之前，首先分析图3所示的电路，为简化分析，作如下假设：（1）电路工作进入稳态；（2）所有元器件是理想的；（3）开关频率fs远大于输入电压频率f，在每个开关周期，输入电压保持恒定；（4）电容C1、C2、C0足够大，其上的电压保持恒定。图3所示的电路中，电感L1工作在DCM模式，电感L2工作在CCM模式，其主要的波形如图4所示，这时，

7、电路有三种工作状态，分析如下：模式1（t0t模式2(t1t模式3(t2t图5改进的VFPFCAC/DC变换器电路电感L2继续给负载电容C0，负载电阻RL提供能量，iL2线性下降.当电感L1工作在DCM,电感L2工作在CCM时，根据伏秒平衡原理可知电容上的电压为：VC=(DD21)Vin/2D21（5）输出电压为VO=DVC=(DD21)DVin/2D21（6）4改进的VFPFCCukAC/DC变换器的电路分析图5为所提出的VFPFCCukDC/DC变换器电路，图中LF,CF组成高频滤波网络，由于开关频率远大于输入交流电压频率，可以假设在一个开关周期TS内，输入电压保持不变。定义输入电压为：vi

8、n(t)=|Vpsint|（7）式中：Vp为输入电压的峰值；为输入电压的角频率。由于在提出的变换器中，要求电感L1工作在DCM，而电感L2工作在CCM，故需知道它们工作在临界状态时的值，现推导如下：在模式1，流过电感L1的电流iL1可表示为：iL1(t,t)=Vpt|sint|/L1(0<t< span="">iL1p(t,t)=VpDTS|sint|/L1（8）</t<>式中：TS为开关周期；D为开关S的占空比；t为时间坐标，其原点为每一个开关周期中开关导通的时刻。由伏秒平衡原理可得：VinDTS=(2VCVin)(1D)TS(9)由于

9、要求电感L1工作在DCM，只需要保证输入电压vin(t)达到最大值时L1工作在DCM的边界，此时由伏秒平衡原理可得：VpDTS=(2VCVp)(1D)TS(VCVO)DTS=VO(1D)TS（10）把式（7）、式（10）代入式（9）可得：（11）在一个开关周期内电感电流iL1的平均值可表示为：iL1(t)=iL1P(t,t)(1)/2=VpDTS(1)|sint|/2L1（12）把式（9）代入式（10）可得：iL1(t)=（13）上式就是改进的VFPFCCukAC/DC变换器电路的输入电流表达式，在半个输入电压周期电源的输入功率为：（14）式中：平均输出功率为：Pout=VO2/RL=D2VP

10、2/4RL(1D)2(15)假设变换器的效率为，根据功率平衡原理可得：Pin=Pout(16)即=（17）由上面的分析可得，输入电感L1工作的临界值为：L1=（18）下面推导电感L2工作的临界值，由于输出功率Pout=iL2VO（19）电感L2工作在CCM与DCM的临界条件时，在一个开关周期TS内，流过电感L2的平均值iL2为：iL2=iL2P/2=(VCVO)DTS/2L2（20）图6电路的仿真波形(a)输入电流iL的波形(b)电流iL1的波形(c)电流iL2的波形由式（19）、式（20）可得：Pout=(VCVO)DTSVO/2L2=VP2D2TS/8L2(1D)（21）由式（15）、式（

11、21）可得电感L2工作的临界值为：L2=（22）只要电感L1的值小于其临界值，而电感L2的值大于其临界值，则可以保证输入电感L1工作于DCM，从而实现了VFPFC的功能，而输出电感L2工作于CCM，从而减小了器件的应力和输出电流纹波。5仿真结果设计要求如下：输入电压vin(t)=110sint,电源频率f=50Hz，输出电压VO=127V，输出功率PO=200W（RL=80），开关频率fs=100kHz。仿真所选的参数为：输入电压vin(t)=110sint,其频率f=50Hz，输入电感L1=100H，输出电感L2=1000H,开关频率fs=100kHz，开关的占空比D=0.45。仿真的波形如图6所示。图6(a)为输入电流iL(t)的波形，由图可见，输入电流的包络线近似为正弦波，仿真得到的输入电流功率因数为0.995。图6(b)为电感L1上的电流iL1的波形，电感L1工作在DCM。电感L2工作于CCM，流过L2的电流波形如图6(c)所示。6结语在传统的CukDC/DC变换器中引入一个二极管，改变了其输入与输出电感之间的依赖关系。通过对输入电感工作于DCM的Cu