LLC谐振变换器的参数设计--论文

1、工艺·技术·应用 LLC 谐振变换器的参数设计赵敏杰，戴 瑶，张怀武（电子科技大学 电子薄膜与集成器件国家重点实验室，四川成都 610054）摘 要：对于LLC 谐振变换器，谐振网络参数的设计对提高变换器的工作性能有着重要的影响。采用基波分析结合频率仿真的方法，在对LLC 变换器的直流电压增益特性、零电压开通条件及谐振网络传输效率进行详细分析的基础上，总结推导出一种简单、高效的LLC 谐振变换器的参数设计方法，并给出其具体设计过程。最后，基于所提出的方法设计了具有90%变换效率的300kHz 、60W 的LLC 谐振变换器，实验结果证实了所提出设计方法的可行性。关键词：LL

2、C 谐振变换器；参数设计；软开关中图分类号：TM46 文献标识码：B 文章编号：1001-3830(201102-0053-05Design of the parameters in LLC resonant converterZHAO Min-jie, DAI Yao, ZHANG Huai-wuState Key Laboratory of Electronic Thin Films and Integrated Devices, University ofElectronic Science and Technology of China, Chengdu 610054, ChinaAb

3、stract: For LLC resonant converter，the design of resonant tank parameter is very important to improve theconverters performance. With the method of the first harmonic approximation analysis combining with simulation in frequency domain, based on detailed analysis about LLC resonant converters DC vol

4、tage gain characteristic, zero voltage switching (ZVS restriction and transmission efficiency of resonant tank, a simple and efficient design methodology was developed, and a detailed designing process was also proposed. Finally a 300kHz, 60W LLC converter with 90% efficiency was designed based on t

5、he proposed method, and the experimental results verified the feasibility of the strategy.Key words: LLC resonant converter; parameter design; ZVS1 引言通过合理设计，LLC 谐振变换器可以在宽输入电压及宽负载变化范围内获得高效率。LLC 谐振变换器与脉宽调制（PWM ）变换器的区别在于，前者通过固定占空比、控制开关频率来调节输出电压，可在窄的频率变化范围内得到稳定的输出。同时，它可在全负载变化范围内实现MOS 管和整流管的零电压开通及零电流关断，实

6、现高效率。而且LLC 谐振变换器的谐振电感可以集成于主变压器里，也不需要输出滤波电感，可以在降低输出整流二极管所承受的电压应力的同时提高变换器的功率密度1,2。本文在对LLC 谐振变换器在不同工作条件下的特性分析的基础上，总结出一种简单、高效的LLC 谐振变换器参数设计方法。基于这种方法，变换器可以实现在所需的工作范围内的高效率，并通过一个300kHz 、60W 的LLC 谐振变换器的设计实例进行验证。2 LLC谐振变换器的主电路结构LLC 谐振变换器的主电路结构如图1所示，LLC 谐振变换器的谐振网络由三个谐可以看出，振元件构成，分别为谐振电感L r 、谐振电容C r 和变压器的励磁电感L

7、m 。谐振网络有两个谐振磁性材料及器件 2011年4月 53 路只由两个谐振元件构成，所以只需要设计品质因数Q 。而LLC 谐振变换器不同，它的谐振回路包括L m 、L r 、C r 三个元件，需要确定Q 、L m 与L r 的比值K 两个参数，所以设计起来比较复杂。虽然通过一步步尝试的方法也可以得到好的设计效果，但是很耗时，也不符合成本效益。在此，为了简化设计方法，并且使变换器在所需的工作范围内能实现高效率，先对LLC 谐振变换器在不同工作条件下的特性进行分析。则由（5）、（6）及（7）式可以得到：M (f n , K , Q （8）其中，Q =R ac 为谐振电路的品质因数，f 为开关频率

8、，f n =f /f s 为归一化频率，K =L m /L r 。3.2 LLC谐振变换器参数对变换器的影响分析LLC 谐振变换器的设计目标是：（1）使变换器在额定工作条件下，流过回路的电流有效值最小；（2）保证变换器工作在ZVS 状态；（3）满足变换器所需的工作频率范围。根据不同的目的分三个方面来讨论变换器3.1 LLC谐振变换器的增益特性当变换器工作于谐振频率处，可以假设交流谐振电路由一个等效的正弦输入激励，并驱动一个等效纯阻性负载电路，功率的传输只与电压和电流的傅里叶展开式中的基频分量相关，这就是54 J Magn Mater Devices Vol 42 No 2参数对变换器性能的影响

9、，先从传输损耗、开关损耗的角度来讨论变换器参数对谐振网络传输效率的影响；然后再从实现开关管的ZVS 条件来讨论参数设计；最后利用直流增益曲线来讨论变换器参数对电路增益的影响。除了初级侧传输损耗，次级侧整流管的传输损耗也是一个值得关注的问题。对于二极管整流，它的传输损耗主要来自二极管的正向压降，正比于平均输出电流。如果考虑同步整流，也需尽量减小次级侧电流有效值。因为已经得到了谐振电流及励磁电流的计算公式，次级电流也可以方便地得出。在先前分析的基础上，可以得到次级电流有效值为：I rms_s=当电路工作于谐振频率，谐振网络电流为如图3所示的正弦波。其中i m 为励磁电流。在每半个开关周期结束时，励

10、磁电流达到最大值，与 从此式可以看出，同主边电流有效值一样，副边电流有效值也主要取决于励磁电感。通过分析，我们知道，LLC 谐振变换器工作在谐振频率下，变换器的传输损耗主要取决于励磁电感，而不是谐振电感或谐振电容。同时，初开关损耗级侧开关管在全负载范围内实现ZVS ，主要来自关断损耗，同样取决于励磁电感。因此，为了设计出高效率的LLC 谐振变换器，必须要选择一个合适的励磁电感值。励磁电感峰值电流可以由（9）式得到：I pk =nV o T（9）4L m其中V o 为输出电压，T 为开关周期，L m 为励磁电感。由于谐振网络电流在谐振频率处为正弦波，所以MOSFET 管的ZVS 及输出整流管的零

11、电流关断（ZCS ）对LLC 谐振变换器的效率优化设计非常重要。要实现开关管的ZVS ，励磁电感峰值电流i m 必须在死区时间内让即将开通开关管的结电容放电，直至电量放完，电压降到零。而已关断的开关管则同时将其结电容充电到输入电压。因此，两个功率开关管要实现ZVS ，应满足如下的励磁电感峰值电流I pk 与死区时间的关系：I r =rms sin(2f s t + （10） 其中，I rms 是谐振网络电流有效值，为初始相位角，它是谐振电流与励磁电流的相位差。由图3可见，在每半个谐振周期结束的时候，励磁电流等于谐振电流，即nV Trms sin( =o （11）4L m谐振电流与励磁电流的差值

12、为负载所消耗的电流，即T /2I pk 2V in C j t dead（15）其中，V in 为输入总线电压，C j 为MOSFET 的结V T(i r i m d t =o （12）nR L 2（13） 电容，t dead 为死区时间。结合（9）式可得到L m 的值应满足：T t dead（16） 16C j由（9）（12）式可以解得：I rms=L m 由不等式（16）得到的最小励磁电感L m 可以保证开关管的ZVS ，然而，小的L m 的值将增大可以看出，原边谐振电流有效值不仅和开关周期T 、负载电阻R L 有关，还与励磁电感L m 有关，当变换器的开关周期T 及负载电阻R L 预先设

13、定，谐振网络的电流有效值仅仅取决于励磁电感。励磁电感越小，谐振电流有效值越大。MOSFET 的开关损耗。由（8）式可知，当开关频率等于谐振频率时，f n =1，变换器电压增益M =1。通过参数仿真，得磁性材料及器件 2011年4月 55 前面已经分析了在谐振频率处变换器的工作过程，初级及次级的传输损耗，如（13）、（14）式所示，都由励磁电感决定。因此，为了使传输损耗最小，励磁电感应该最大化，使得流过主边和次边的等效电流减小。为了获得高的功率密度，开关频率也是值得关注的，因为无源器件的尺寸随着开关频率的升M50 100 150 200250 300 350高而急剧减小。然而，开关损耗随着开关频

14、率升高线性增高。因此， LLC谐振变换器的开关损耗的最小化也很重要。通过前面的分析，LLC 谐振变换器初级开关而实现的条件管可以在全负载范围内实现ZVS ，是满足（16）式。虽然大的关断电流可以保证软开关条件，但同时也导致大的关断损耗。因为初级侧的开关为硬关断。因此，为了降低关断损耗，应减小关断电流。f /MHz图4 不同K 值下的直流增益曲线M50 100 150 200250 300 350综合前面的分析，为了获得最小的传输损耗，应该尽可能取大的励磁电感。为了使开关损耗最小，励磁电感应该足够小以保证软开关条件，又要足够大使关断电流变小。因此，综合考虑传导损耗与开关损耗，最佳的L m 应该使

15、初级侧关断电流刚好满足ZVS 的要求，即满足T t dead（17） 16C jf /MHz图5 不同Q 值下的直流增益曲线到变换器在不同的K 值及Q 值条件下的电压增益随频率变化的曲线如图4、图5所示。由图4可知K 越大，M 的归一化频率越低，意味着当输入输出增益变化时，开关频率变化范围也变大，不利于变压器的工作。但如果K 较小，励磁电感值相对较小，流过励磁电感的电流变大，损耗也变大，影响传输效率。另外，从磁性元件的集成设计来看，大的K 值可以使利用变压器漏感作为谐振电感更容易实现。所以应该权衡变换器尺寸与效率，选取合适的K 值。L m =根据K 和Q 的定义，结合谐振频率，可以计算励磁电感

16、：L m =R ac KQ（18） 2f s从（18）式可以看出，只要K 与Q 的乘积保持一个特定值，L m 的值就可以确定。换句话说，Q 值的大小直接影响到变换器的直流增益是否足够大，在输入电压较低时，输出电压能否达到设计所要求的值。由图5可知，Q 值越小，增益曲线的最大增益就越大。但当Q 值变小时，归一化频率也就越低，意味着变换器的工作频率范围变宽，不利于磁性元件的工作。所以Q 值也要根据情况，折中选取。K 与Q 值的乘积也对于一个确定的励磁电感值，就可以得到相应的就确定了。一旦选定了K 值，Q 值。除了转换效率，ZVS 的实现，还需要考虑LLC 谐振变换器的工作范围。效率主要由励磁电感决

17、定，K 和Q 值可以影响LLC 谐振变换器的增益特性。为了获得要求的工作范围，峰值增益需要高于某个特定值。虽然峰值电压增益可以通过电流波形计算出来，但计算量大且复杂。为了简化设计，可以得到在不同K 与Q 值利用MATLAB 仿真软件，组合下的峰值增益，然后综合绘制成如图6所示3.3 LLC谐振变换器参数的设计方法LLC 谐振变换的设计目标是在满足所需的最大峰值增益的前提下使能量损耗最小。前面的分析揭示了变换器的设计参数L m 、K 及Q 值与其工作特性的关系。这些关系可以用来开发LLC 谐振变换器的最优设计方法。56 J Magn Mater Devices Vol 42 No 2 3 电感L

18、 m =T t dead 300ns=104.2H 16C j 16×600pF ×300×103HzM1（4）再根据（19）式求得KQ 的值： 2f s L m 2××300kHz ×104.2KQ =17.5R ac 11.22（5）考虑变换器的工作范围:0 0.2 0.4 0.6 0.8 1Q图6 不同K 值下，峰值电压增益M 随Q 的变化根据（7）式，它的电压增益M (f 需要大于2n ×12/36=1.6，如图6所示，所有峰值增益高于1.6的K 与Q 值组合都可以满足。取峰值增益为1.6时，从图6可以看出，不能满足

19、KQ =17.5增益要求。所以需要进一步减小L m 的值，直到的在不同K 与Q 值组合下的峰值电压增益曲线。设计时可以根据所要达到的峰值增益值，选择一确定了K 值和Q 值的大小，组合适的K 与Q 值。L r 和C r 的值也可以进一步确定。具体的设计流程如图7所示。 KQ 的组合能满足增益要求。实验中选择L m =11.1H ，K =9，Q =0.23，并依次求得L r =1.2H ，C r =235nF。4.2 测试结果图8图10所示为输出直流电压为12V 、图8输出负载功率为60W 时观测到的实验波形。为谐振网络的输入端电压和开关管Q 2的驱动电40630图7 具体设计流程图4 设计实例4

20、.1 参数计算以一个300kHz 、60W 的电源为例，具体电t/s图8 Q 2的V ds 和V gs 波形40630V c r /V源要求参数为：输入电压24V （3660V ）；输出电压12V ，输出功率为60W 。采用LLC 谐振拓扑结构，同时选择谐振模式UCC25600作为控制器，FDS3672作为开关管。（1）确定变压器初次级匝比n ：n =V in /(2(V o +V f =60/(2×(12+0.6 =2.4，其中2010t/s图9 Q 2的V ds 和C r 两端的波形24181260V f 为次级整流二极管压降，取0.6V 。V d 2/V（2）等效变换电阻R a

21、c ：R ac =8n 2R L /2=8×2.42×2.4/3.142=11.22其18126中，R L =U 0/I 0=U 0/P 0=2.4,（3）确定励磁电感L m 的值:对于300kHz 开关频率及300ns 的死区时间，可以方便地计算得到磁化结合600pF 的结电容，2图10 次级二极管上的电压波形（下转72页）磁性材料及器件 2011年4月 57 V d 1/VV d s /V30V d s /VV g s /V200开裂了。 产品在炉温较低时出炉就不会炸裂。 大尺寸产品的变形是由于炉内温度不均匀造 成的。可以用所谓的盖烧工艺来减小变形。即把生 坯放入烧结匣

22、钵后，加上盖再进行烧结。这样匣内 温区相对均匀一些， 可以在一定程度上减小产品的 变形。 高磁导率锰锌铁氧体的烧结较为复杂。 为保证 产品高的磁导率，最重要的是抑制锌的挥发。因为 磁导率是结构灵敏量， 大量的锌挥发会造成基本配 方的偏离，从而使 KL、S 的绝对值变大而不再趋 近于零，使磁导率大大下降。同时，如果磁心内部 的金属离子存在梯度分布，形成较大的内应力，也 会使磁导率下降。 为解决这一问题，日本一家公司曾专门为高磁 导率产品烧结设计匣钵。其形状为长方体，上面有 盖。 生坯放入匣钵后， 再在生坯周围放入用高纯 ZnO 压制的坯件。然后盖上盖进行烧结。采用这一方法 烧结的高磁导率磁心性能

23、达到了理想的效果。 另外，烧结高磁导率磁心，升温到 1000左 右时应使气氛的含氧量非常低。 这样就会使铁氧体 坯件内部的气体尽可能地排出，产品密度高，磁导 （上接 57 页） 率会得到改善。升温到 1200左右时，保温 2h 左 右，以使铁氧体生成均匀而致密的晶粒。在最高保 温温度保温时，稍高的氧含量有利于抑制锌挥发， 存在下列关系 ZnO（固）=Zn（气）1/2O2(气。 降温严格按 PO2 -T 曲线进行。 另一种方法是往材料中加入氧化铜或氧化铅 等低熔点物质，使磁芯在较低温度下烧结，磁芯的 密度会增大，可有效地抑制锌挥发，并可使居里温 度升高，提高截止频率，增大阻抗。产品出炉温度 应较

24、低。如果出炉温度过高，会使产品产生内应力 而导致材料磁导率下降甚至炸裂。 功率铁氧体的烧结相对简单，主要也是升温 至 1000左右时使气氛的氧含量较低，以利于排 出坯件中的气体。在 11501200预保温 12h， 使铁氧体生成致密而均匀的晶粒。 3 结束语 总之，MnZn 铁氧体生产工艺复杂，影响其性 能的因素也纷繁复杂， 在生产过程中对某种因素稍 有忽略都会使产品报废，因此，在每个环节必须精 细控制，科学管理，才能确保产品质量和生产的正 常进行。 压 Vgs 的波形，可见开关管在零电压下开通，实 现了 ZVS。图 9 为开关管 Q2 的 Vds 与谐振电容 参考文献： 1 Jung J H, Kwon J G. Theoretical analysis and optimal design of LLC resonant converter C. 2007 European Conference on Power Electronics and Applications, 2007, 1-10. Choi H S. Design consideration of half-bridge LLC resonant converter