ADS实验教程作业

1、精选优质文档-倾情为你奉上Home work1) Redo the example, but the cutoff frequency and stopband frequency change to 75+0.7=75.7MHz and 100+0.7=100.7MHz, respectively, and calculate its frequency responding curve by using ABCD matrix. 解：一.最平坦响应低通滤波器(1) 根据公式，以及题目要求在100.7MHz处衰减20dB，查表可得满足此要求的最平坦响应低通滤波器的阶数为N=8.(2) 最大平

2、滑原型低通滤波器的参数为Ng1g2g3g4g5g6g7g8g980.39021.1111.6631.9621.9621.6631.1110.39021.000(3)选用电容输入型电路，经过阻抗和频率变换后的实际电感电容值为：C1L2C3L4C5L6C7L816.42p116.8n69.96p206.4n82.54p174.9n46.74p41.04n用ADS得到以下仿真模型及结果：从上图可以看出在100MHz处没有达到20dB的衰减，应该是由阶数N的选取不当导致的，故使N=9重新做最大平滑原型低通滤波器的参数为：g1g2g3g4g5g6g7g8g9g100.347311.53211.87942

3、1.87941.532110.34731选用电容输入型电路，经过阻抗和频率变换后的实际电感电容值为：C1L2C3L4C5L6C7L8C914.75p106.2n65.06p199.5n84.93p199.5n65.06p106.2n14.75p用ADS得到以下仿真模型及结果：用MATLAB编程画出幅频响应图，程序和结果如下：close allclear allZ0=50C1=14.75*10(-12);L2=106.2*10(-9);C3=65.06*10(-12);L4=199.5*10(-9);C5=84.93*10(-12);L6=199.5*10(-9);C7=65.06*10(-12

4、);L8=106.2*10(-9);C9=14.75*10(-12);h=zeros(1,500);c=;for i=1:1:501f=0.2*i;A1=1 0;j*2*pi*f*C1*c 1;A2=1 j*2*pi*f*L2*c;0 1;A3=1 0;j*2*pi*f*C3*c 1;A4=1 j*2*pi*f*L4*c;0 1;A5=1 0;j*2*pi*f*C5*c 1;A6=1 j*2*pi*f*L6*c;0 1;A7=1 0;j*2*pi*f*C7*c 1;A8=1 j*2*pi*f*L8*c;0 1;A9=1 0;j*2*pi*f*C9*c 1;A=A1*A2*A3*A4*A5*A6

5、*A7*A8*A9;S=ABCD_to_S(A,Z0);h(i)=20*log10(abs(S(2,1);endf=0:0.2:100;plot(f,h)grid onxlabel(频率(MHz);ylabel(衰减(dB);以上程序的运行借用了老师给的函数ABCD_to_S.m二用同样的方法得到1dB等波纹原型低通滤波器的ADS仿真模型以及结果如下：三同理可得9阶线性相移低通滤波器的ADS仿真模型以及结果：2) Design a LC 0.1 dB ripple elliptic function LPF(Zo=50 ohm) with 75+0.7=75.7MHz cutoff frequ

6、ency and at least 35dB attenuation at 98+0.7=98.7MHz. and calculate its frequency responding curve by using ABCD matrix解：根据课本P43页提供的N=5时椭圆函数低通原型滤波器的表格可知，故可以用第一行的数据计算：用公式可以得到实际的LC的值，如下：c1c2L2c3c4L4c541.10pF9.676pF119.8nH62.69pF31.22pF74.04nH29.49pF用ADS得到以下仿真模型及结果：从上图可以看出在98.7MHz处并没有达到35dB的衰减，理论上是可以达到

7、的，可能由于计算参数时四舍五入使得LC的值不够准确导致的。用MATLAB编程得到频响与相响程序以及结果如下：close allclear allZ0=50C1=41.10*10(-12);C2=9.676*10(-12);L2=119.8*10(-9);C3=62.60*10(-12);C4=31.22*10(-12);L4=74.04*10(-9);C5=29.49*10(-12);h=zeros(1,500);p=zeros(1,500);c=;for i=1:1:501f=0.2*i;A1=1 0;j*2*pi*f*C1*c 1;A2=1 1/(1/(j*2*pi*f*L2*c)+j*2

8、*pi*f*C2*c);0 1;A3=1 0;j*2*pi*f*C3*c 1;A4=1 1/(1/(j*2*pi*f*L4*c)+j*2*pi*f*C4*c);0 1;A5=1 0;j*2*pi*f*C5*c 1;A=A1*A2*A3*A4*A5;S=ABCD_to_S(A,Z0);h(i)=20*log10(abs(S(2,1);p(i)=angle(S(2,1);endf=0:0.2:100;plot(f,h)grid onxlabel(频率(MHz);ylabel(衰减(dB);figure(2)plot(f,p)grid onxlabel(频率(MHz);ylabel(phase(S(

9、21);由上图比较可以看出和用ADS做出来的图形是一样的。注：椭圆函数滤波器频率取值大一点以看到阻带内的波纹。0.在微带基板上设计一个巴特沃斯低通滤波器，其截止频率为1.665GHz，在2倍截止频率处的衰减大于20dB。微带基板参数r=4.2, h=1.45mm, t=0.035mm；要求用matlab计算及ads仿真两种方式给出频率响应。并比较分布参数与集总参数响应，说明其不同的理由.解：步骤1.根据频点2处衰减大于20dB，查表可知滤波器阶数为N=4；rG=1L2=1.848C1=0.7654rL=1L4=0.7654C3=1.848 步骤2.由Richards变换将原滤波器中的电容电感用

10、传输线代替，然后根据Kuroda规则将串联传输线等效为并联传输线；得到电路的拓扑结构如下：；rL=1rG=1ZUE2ZUE3ZUE1Z3Z2Z4Z1 步骤3.将上一步中的阻抗进行反归一化，并根据微带参数确定实际倒带的宽度和长度。Z1Zue1Z2Zue2Z3Zue3Z4特性阻抗138.27578.3226.765114.0892.488.27115.325宽度0.188111.20477.23020.414650.798010.900.39898长度13.48512.92111.92313.29713.0813.03713.307 步骤4.用ADS进行仿真。 上图分别为ADS仿真的滤波器幅度响应

11、和相位响应，由此可以看出设计基本满足要求。用matlab仿真结果如下（程序见附件）：同样用集总参数器件设计该滤波器，用matlab对所用集总参数电路进行仿真，画出频率响应图如下：比较分析：集总参数电路和分布参数电路的频率响应，由于Richards变换的周期性可知分布参数的传输线将集总参数的器件在频率变化映射到，故分布参数低通滤波器会在范围内为正常低通，而是以为截止频率的高通滤波器。频率再升高是，以为周期重复区间的响应。而集总参数则没有周期性，只是在相应的频带内满足要求，阻带宽度为。另外：无论是用ADS或matlab仿真可以看出，分布参数器件在阻带范围内的滤波器衰减比集总参数的要大很多，本题中分

12、布参数在阻带衰减可达-200dB，而集总参数的阻带衰减是-20dB。这是因为本身分布参数器件的设计是从集总参数电路中经过变换得到的，而变换只是保证了截止频率点不变，使得阻带截止频率的衰减更大。附件1：%巴特沃思低通滤波器微带实现clc;clear;close all;%参数N=4;%阶数z0=50;%输入输出特性阻抗z1=2.7655;zue1=1.5664;z2=0.5353;zue2=2.2816;z3=1.848;zue3=1.7654;z4=2.3065;%-syms f;f0=1.665;%截止频率，单位GHztheta=pi*f/(4*f0);TH=tan(theta);%ABCD

13、矩阵a1=1,0;j*TH/(z1*z0),1;a2=1,0;j*TH/(z2*z0),1;a3=1,0;j*TH/(z3*z0),1;a4=1,0;j*TH/(z4*z0),1;b1=cos(theta),j*zue1*z0*sin(theta);j*sin(theta)/(zue1*z0),cos(theta);b2=cos(theta),j*zue2*z0*sin(theta);j*sin(theta)/(zue2*z0),cos(theta);b3=cos(theta),j*zue3*z0*sin(theta);j*sin(theta)/(zue3*z0),cos(theta);A=a

14、1*b1*a2*b2*a3*b3*a4;S21=2/(A(1,1)+A(1,2)/z0+A(2,1)*z0+A(2,2);simplify(S21);%画图w=0:0.001:10;S21=subs(S21,f,w);figure(1);plot(w,20*log10(abs(S21);grid on;axis(0,10,-100,0);xlabel(频率(Hz);ylabel(S21,dB);figure(2);plot(w,unwrap(angle(S21);grid on;xlabel(频率(Hz);ylabel(相位(rad);附件2：%巴特沃思低通滤波器集总参数电路实现clc;cle

15、ar;%电路参数-c1=1.46e-12;c2=3.53e-12;L1=8.83e-9;L2=3.66e-9;z0=50;%ABCD矩阵syms w;a1=1,0;j*w*c1,1;a2=1,0;j*w*c2,1;b1=1,j*w*L1;0,1;b2=1,j*w*L2;0,1;A=a1*b1*a2*b2;S21=2/(A(1,1)+A(1,2)/z0+A(2,1)*z0+A(2,2);simplify(S21);%画图f=(0:0.001:10)*1e+9;S21=subs(S21,w,2*pi*f);figure(1);plot(f,20*log10(abs(S21);grid on;%ax

16、is(0,5,-200,0);xlabel(频率(Hz);ylabel(S21,dB);figure(2);plot(f,unwrap(angle(S21);grid on;xlabel(频率(Hz);ylabel(相位(rad);1. 设计输入输出阻抗为的切比雪夫低通滤波器，其性能要求如下：截止频率为2.165GHZ；通带内波纹为0.5dB；截止频率2倍处的衰减大于40dB。微带基板的参数为r=4.2, h=1.45mm, t=0.035mm。解： 图（1） 步骤1.上图（1）为波纹0.5dB切比雪夫滤波器的衰减特性图，截止频率2倍处衰减大于40dB，则有滤波器阶数为5，其归一化低通滤波器及

17、各元件参数值如图（2）；rG=1L2=1.3025C1=1.8069rL=1L4=1.3025C5=1.8069C3=2.6915图（2）rL=1Z1Z4Z2Z3Z5rG=1 步骤2.用短路传输线替换图（2）中的电感，用开路线替换电容，得到如图（3）所示拓扑结构。图中各传输线特性阻抗由Richards变换给出：，,；图（3）rL=1rG=1ZUE1ZUE2ZUE4ZUE3Z3Z2Z4Z5Z1 步骤3.应用Kuroda规则引入单元元件，将上述拓扑结构用传输线来实现。图（4）其中：; 步骤4.将上述结果反归一化，根据基板参数确定导带宽度与长度；Z1Zue3Z2Zue1Z3Zue2Z4Zue4Z5阻

18、抗12782238318.5832382127宽度0.281.18.91.111.61.18.91.10.28长度10.39.99.010.08.910.09.09.910.3步骤5.根据步骤四中所求的传输线参数用ADS进行仿真，过程如下图：图（5）分析：上述两图分别为滤波器的幅度响应和相位响应。可以看出通带截止频率为2.165GHz，截止频率2倍的衰减大于40dB,而通带范围内相位线性性良好，能够满足设计要求。图（6）图（6）为滤波器在0-16GHz范围内的频率响应。由Richards变换可知，在中是满足条件的低通滤波，而在的频率区间内，低通原型滤波器变换成了在此频率区间截止频率为的高通滤波

19、器。当频率再升高时，以为周期重复区间的响应。故出现图（6）所示的频率响应图。2. .设计输入输出阻抗为三阶切比雪夫带阻滤波器，其性能要求如下：阻带范围为1.965-3.165GHz。微带基板的参数为r=4.2, h=1.45mm, t=0.035mm。rG=1L1=1.8637rL=1L3=1.8637C2=1.2804 解：步骤1.确定三阶切比雪夫低通原型滤波器的元件参数如下: 图（7）步骤2.用短路和开路传输线分别替换上图中的电容和电感，然后在滤波器两端引入特性阻抗为1的单位元件，最后应用Kuroda规则，得到如下所示的拓扑结构:rL=1rG=1ZUE1ZUE2Z2Z1Z3图（8）其中:;

20、步骤3.将上一步结果进行阻抗反归一化，然后由给定微带参数确定出微带的长度和宽度，如下表：Z1Zue1Z2Zue2Z3特性阻抗119.6485.9101.485.9119.64宽度（mm）0.35320.97810.62040.97810.3532长度（mm）17.27616.81817.02616.81817.276步骤4.由上表给出的微带线参数进行ADS仿真，仿真过程如下：图（9）分析：图（9）分别为滤波器的幅度响应和相位响应，有幅度响应可见满足阻带范围1.965GHz-3.165GHz,而在相应的通带范围内相位的线性行良好，基本成直线性质，能够满足设计要求。3. 设计一个中心频率为2.56

21、5GHz，带宽为400MHz，带内波纹为0.5dB的带通滤波器，要求2.265GHz处衰减20dB。微带基板的参数为r=4.2, h=1.45mm, t=0.035mm。 解：步骤1、根据技术指标确定低通原型滤波器。2.265GHz处所对应的低通原型滤波器的归一化频率为： 其中中心频率： 频带宽度：；由下图可看出要在1.554的频点获得20dB的衰减，滤波器的阶数应为4.。而0.5dB波纹的4阶滤波器元件参数为：图（10） 步骤2.确定耦合传输线的奇模和偶模特性阻抗为：（程序见附件）i01234 0.36680.3213 0.26990.32130.366838.386739.096940.1

22、46239.096738.386575.070171.225967.141071.226775.0712 步骤3.确定微带的实际尺寸：i01234W(mm)2.112962.254932.410772.25492.11292S(mm)0.0.0.499870.0.L(mm)16.730216.66416.584816.66416.7302 具体尺寸的计算过程见下图：图（11）步骤4.最后根据微带的参数进行ADS仿真如下： 图（12）上图（12）为ADS仿真结果图，可以看出设计满足要求。4. 设计一个输入输出阻抗为50的椭圆函数低通滤波器，主要参数如下：截止频率1.186GHz；波纹0.1dB；

23、带外频率1.486GHz，带外衰减大于等于30dB；由微带线实现最终电路形式。微带基板参数：r=4.2, h=1.45mm, t=0.035mm。解：根据要求知椭圆函数低通原型滤波器的阶数为5，采用电容输入电路方案，原理图如图19所示。C1C2C3C5C4L2L4rG1rL1图19查表可得诸系数为：c1=0.977，c2=0.230 ，L2=1.139，c3=1.488 ，c4=0.742，L4=0.740，c5=0.701 利用KurodaLevy规则对图19电路结构进行变换，最终得到图20所示结构。其中，各个量的取值为：=0.2656，=1.3617，=0.2068，=1.7775，=1.

24、968，=1.6507，=0.7201，=0.7626，=1.0893，=0.082。1.08931.65071.77751.3617=1=1U.E.U.E.U.E.U.E.+图20 Kuroda-levy变换结果利用Richards变换，将分立的集总参数电路变换为分布的传输线电路，并计算出各传输线的特性阻抗，如图21所示。.Z=1.0Z7Z=1.0Z1Z4Z3Z6 Z9Z8Z11Z5Z2Z10图21结合基板参数得到各段微带线尺寸如下表。Z1Z2Z3Z4Z5Z6Z7Z8Z9Z10Z11特性阻抗（）18868.119049.888.925.482.518510254.5609导带宽度（mm）0.

25、0331.600.0302.840.877.601.050.0370.592.440.0009微带长度（mm）19.8118.119.8417.718.516.718.419.7818.717.820.21分别利用Matlab计算和ADS仿真，所得频率特性曲线如图23、图24所示。可见两者所得结果吻合得很好，且基本满足设计指标。图22 仿真电路图图23 幅频特性图24 相频特性1.一晶体管的S参量如下：f=750MHz：s11=0.114-j*0.551，s12=0.044+j*0.029，s21=-4.608+j*7.312，s22=0.490-j*0.449;f=1000MHz：s11=-

26、0.058-j*0.452，s12=0.054+j*0.022，s21=-2.642+j*6.641，s22=0.379-j*0.424; 画出晶体管在两个频率下的输出及输入稳定圆并计算各自值解：由公式：可以计算出f=750MHz时，u= 0.6825，此时不满足绝对稳定。f=1000MHz时，u=0.8488，此时不满足绝对稳定。f=750MHz时的输入稳定圆（红色弧线）和输出稳定圆（蓝色弧线）如下所示：f=1000MHz时的输入稳定圆（红色弧线）和输出稳定圆（蓝色弧线）如下所示：2.已知晶体管的S参量在传输线特性阻抗为50测得为S110. 57170, S120.06669, S212.9

27、771, S220.46-26。其输入端与VS30，ZS50的电压源连接，输出端口接Zin40的天线。求放大器的入射功率Pinc，电源的资用功率PA，负载的吸收功率PL，转换功率增益GT，资用功率增益GA及功率增益G 解：根据以下公式：运行下面程序：close all; % close all opened graphsclear all; % clear all variablesZ0=50;s11=0.57*exp(j*(170)/180*pi);s12=0.066*exp(j*(69)/180*pi);s21=2.97*exp(j*(71)/180*pi);s22=0.46*exp(j*

28、(-26)/180*pi);Vs=3;Zs=50;Zl=40;GamaS=(Zs-Z0)/(Zs+Z0);GamaL=(Zl-Z0)/(Zl+Z0);GamaIn=s11+s21*s12*GamaL/(1-s22*GamaL);GamaOut=s22+s12*s21*GamaS/(1-s11*GamaS);Pinc=1/2*Z0/(Zs+Z0)2*abs(Vs)/abs(1-GamaIn*GamaS)2PA=1/2*Z0/(Zs+Z0)2*abs(Vs)/abs(1-GamaS*GamaS)2GT=(1-abs(GamaL)2)*abs(s21)2*(1-abs(GamaS)2)/(abs(1

29、-GamaL*GamaOut)2*abs(1-s11*GamaS)2)GA=abs(s21)2*(1-abs(GamaS)2)/(abs(1-abs(GamaOut)2)*abs(1-s11*GamaS)2)G=(1-abs(GamaL)2)*abs(s21)2/(abs(1-abs(GamaIn)2)*abs(1-s22*GamaL)2)PL=PA*GT得到：Pinc = 0.0075 PA =0.0075 GT =7.9599 GA =11.1884 G =11.4453 PL = 0.05971.已知晶体管在2.007GHz处的S参量为S110.5780, S120.016 169, S

30、211.7974, S220.85-26。考察晶体管的稳定性，求使晶体管有最大增益的源反射系数及负载反射系数。源阻抗及负载阻抗均为50欧，设计出具体的匹配网络。解：考察晶体管的稳定性%u的计算s11=0.57*exp(j*(-80)/180*pi);s12=0.016*exp(j*(169)/180*pi);s21=1.79*exp(j*(74)/180*pi);s22=0.85*exp(j*(-26)/180*pi);s_param=s11,s12;s21,s22; delta=det(s_param);u1=(1-abs(s11)2)/(abs(s22-conj(s11)*delta)+a

31、bs(s12)*abs(s21);编程计算u值，得u1 = 1.0915因为u大于1，所以该晶体管绝对稳定。求使晶体管有最大增益的源反射系数及负载反射系数要使晶体管有最大增益则采用输入输出端口都匹配的设计思路：故Sin*，Lout*， close all; % close all opened graphsclear all; % clear all variabless11=0.57*exp(j*(-80)/180*pi);s12=0.016*exp(j*(169)/180*pi);s21=1.79*exp(j*(74)/180*pi);s22=0.85*exp(j*(-26)/180*pi

32、);s_param=s11,s12;s21,s22; D=det(s_param);B1=1+(abs(s11)2-(abs(s22)2-D;B2=1+(abs(s22)2-(abs(s11)2-(abs(D)2;C1=s11-D*conj(s22);C2=s22-D*conj(s11);GamaS=(B1-sqrt(B12-4*(abs(C1)2)/(2*C1);GamaL=(B2-sqrt(B22-4*(abs(C2)2)/(2*C2);编程求，得GamaS = 0.1478 + 0.1620iGamaL = 0.7894 + 0.3902i源反射系数为S=0.1478 + 0.1620i

33、，负载反射系数为L=0.7894 + 0.3902i。根据L和S设计具体的匹配网络如下图所示：采用Smith圆图实现S与输入端50ohm电阻匹配。由图可知：在输入端先串联9.9pF的电容，再并联上22.9nH的电感即可实现匹配。同理，采用Smith圆图实现L与输出端50ohm电阻匹配。由下图可知：在输出端先串联60.3nH的电感，再并联上108.6fF的电容即可实现匹配。2.已知晶体管在2.007GHz处的S参量为S110.6525, S120.11 9, S215.0110, S220.65-36。用输入匹配输出不匹配方案设计放大器，在圆图上分别画出增益为最大可能增益的99，90%，50的等

34、功率增益圆。若源阻抗及负载阻抗均为50欧，对于增益是90的情况设计具体的匹配网络。（程序见附录一）解：编程计算得K = 1.0007， D = 0.9725，所以该晶体管绝对稳定。由式子， 计算得出。下图是编程画出的增益为最大可能增益的99，90%，50的等功率增益圆。当增益是90时，在G=15.9572dB的等功率增益圆上选择与R=1的等电阻圆的交点，如图所示的L处，有L=0.75 -41.5=0.5617 j0.4970。此时，因为输入匹配输出不匹配，得到 S=in*=0.8536-j0.0348 根据L和S确定设计匹配电路。如下图所示：采用Smith圆图实现S与输入端50ohm电阻匹配。

35、由图可知：在输入端先串联55.1nH的电感，再并联上1.8pF的电容即可实现匹配。同理，采用Smith圆图实现L与输出端50ohm电阻匹配。由下图可知：在输出端串联2.8pF的电容即可实现匹配。3.已知晶体管在2.007GHz处的S参量为S110.6525, S120.119, S215.0110, S220.65-36。用输入不匹配输出匹配方案设计放大器，在圆图上分别画出增益为最大可能增益的90，80%，50的等资用功率增益圆。若源阻抗及负载阻抗均为50欧，对于增益是50的情况设计具体的匹配网络。（程序见附录二）解：下图是编程画出的增益为最大可能增益的90，80%，50的等资用功率增益圆。选

36、取S=0.93-126.79= 0.557 j0.745。则得到 L=out*=0.838+j0.485 根据L和S确定设计匹配电路。如下图所示：采用Smith圆图实现S与输入端50ohm电阻匹配。由图可知：在输入端先串联35.4nH的电感，再并联上15pF的电容即可实现匹配。同理，采用Smith圆图实现L与输出端50ohm电阻匹配。由下图可知：在输出端串联860.6fF的电容，再并联上39.8nH的电感即可实现匹配。4.重做例5.8, 若给定频率为2.007GHz,设计具体匹配电路。（程序见附录三、四）解：先采用输入匹配输出不匹配方案，下图为S平面上的等功率增益圆及等噪声系数圆，在下图中取S

37、为0.27+j0.09。由 L ， 得到L 为 0.29+j0.34 由 ， 得到在输出TO端面 VSWRout1.65由于输入是匹配的，故在输入Ti端面 VSWRin1.0为改善输出驻波比，使输入端口失配，但保证输入Ti 端面驻波比为1.4, 由等驻波比圆方程得到相应等驻波比圆如下图所示。圆上任意S都保证驻波比满足要求，但S不同，输出驻波比, 噪声系数及增益会变化。 S在等驻波比圆上移动时，输出驻波比, 噪声系数及增益的变化示于下图。从图中看到，随S在等驻波比圆上转一周，增益为7.88保持不变。在角度取860时(S=0.28+j0.24), 输出驻波比最小，为1.42；本例中巧合的是噪声系数

38、也接近最小，为1.51。由S=0.28+j0.24, L=0.29+j0.34设计相应匹配电路就完成了放大器设计，此时噪声系数为1.51，增益为7.88dB，输入输出驻波比分别为1.4和1.42。 如下图所示：在输入端先串联3.9nH的电感，再并上342.8fF的电容，即可实现匹配。同理，如下图所示：在输出端串联4.4nH的电感，再并联上183.8fF的电容即可实现匹配。附录一：%增益为最大可能增益的99，90%，50的等功率增益圆close all;clear all;smith_chart;s11=0.65*exp(j*(-25)*pi/180);s12=0.11*exp(j*9*pi/1

39、80);s21=5*exp(j*110*pi/180);s22=0.65*exp(j*(-36)*pi/180);s_param=s11,s12;s21,s22;K,delta = K_factor(s_param) % check stabilityG_Tmax=abs(s21)*(K-sqrt(K2-1)/abs(s12)G1= G_Tmax*0.99;G2=G_Tmax*0.90;G3=G_Tmax*0.50;G1_dB=10*log10(G1)G2_dB=10*log10(G2)G3_dB=10*log10(G3)Gain(s_param,G1);Gain(s_param,G2);Ga

40、in(s_param,G3);Gamma_L=0.75*exp(j*(-41.5)*pi/180);plot(real(Gamma_L),imag(Gamma_L),bo);text(real(Gamma_L)-0.05,imag(Gamma_L)-0.07,bfGamma_L);附录二：%增益为最大可能增益的90，80%，50的等资用功率增益圆close all;clear all;smith_chart;s11=0.65*exp(j*(-25)*pi/180);s12=0.11*exp(j*9*pi/180);s21=5*exp(j*110*pi/180);s22=0.65*exp(j*(

41、-36)*pi/180);s_param=s11,s12;s21,s22;K,delta = K_factor(s_param) % check stabilityG_Tmax=abs(s21)*(K-sqrt(K2-1)/abs(s12)G1=G_Tmax*0.9G2=G_Tmax*0.8G3=G_Tmax*0.5ZiYongGain(s_param,G1);ZiYongGain(s_param,G2);ZiYongGain(s_param,G3);Gamma_s=0.93*exp(j*(-126.7943)*pi/180);plot(real(Gamma_s),imag(Gamma_s),

42、bo);text(real(Gamma_s)-0.05,imag(Gamma_s)-0.07,bfGamma_S);附录三：close all; % close all opened graphsclear all; % clear all variables smith_chart; % create a Smith Chart Z0=50; % define the S-parameters of the transistors11=0.3*exp(j*(+30)/180*pi);s12=0.2*exp(j*(-60)/180*pi);s21=2.5*exp(j*(-80)/180*pi)

43、;s22=0.2*exp(j*(-15)/180*pi); % pick the noise parameters of the transistorFmin_dB=1.5Fmin=10(Fmin_dB/10);Rn=4;Gopt=0.5*exp(j*45/180*pi); s_param=s11,s12;s21,s22; % check stabilityK,delta = K_factor(s_param) % compute a noise circleFk_dB=1.6; % desired noise performanceFk=10(Fk_dB/10); Qk=abs(1+Gopt

44、)2*(Fk-Fmin)/(4*Rn/Z0); % noise circle parameterdfk=Gopt/(1+Qk); % circle center locationrfk=sqrt(1-abs(Gopt)2)*Qk+Qk2)/(1+Qk); % circle radius %plot a noise circlea=0:360/180*pi;hold on;plot(real(dfk)+rfk*cos(a),imag(dfk)+rfk*sin(a),b,linewidth,2);text(real(dfk)-0.1,imag(dfk)+rfk+0.08,. strcat(bfF_

45、k=,sprintf(%g,Fk_dB),dB);% plot optimal reflection coefficientplot(real(Gopt),imag(Gopt),bo);text(real(Gopt)+0.05,imag(Gopt)+0.05,bfGamma_opt);text(real(Gopt)+0.05,imag(Gopt)-0.05,. strcat(bfF_min=,sprintf(%g,Fmin_dB),dB); % specify the desired gainG_goal_dB=8;G_goal=10(G_goal_dB/10); % find the con

46、stant operating power gain circlesdelta=det(s_param);go=G_goal/abs(s21)2; % normalized the gaindgo=go*conj(s22-delta*conj(s11)/(1+go*(abs(s22)2-abs(delta)2); % center rgo=sqrt(1-2*K*go*abs(s12*s21)+go2*abs(s12*s21)2);rgo=rgo/abs(1+go*(abs(s22)2-abs(delta)2); % radius % map a constant gain circle int

47、o the Gs planergs=rgo*abs(s12*s21/(abs(1-s22*dgo)2-rgo2*abs(s22)2);dgs=(1-s22*dgo)*conj(s11-delta*dgo)-rgo2*conj(delta)*s22)/(abs(1-s22*dgo)2-rgo2*abs(s22)2); % plot a constant gain circle in the Smith Charthold on;plot(real(dgs)+rgs*cos(a),imag(dgs)+rgs*sin(a),r,linewidth,2);text(real(dgs)-0.1,imag

48、(dgs)-rgs-0.05,. strcat(bfG=,sprintf(%g,G_goal_dB),dB); %print -deps fig9_17.eps % choose a source reflection coefficient GsGs=dgs+j*rgs;plot(real(Gs), imag(Gs), ro);text(real(Gs)-0.05,imag(Gs)+0.08,bfGamma_S);附录四：close all; % close all opened graphsclear all; % clear all variables smith_chart; % cr

49、eate a Smith Chart Z0=50; % define the S-parameters of the transistors11=0.3*exp(j*(+30)/180*pi);s12=0.2*exp(j*(-60)/180*pi);s21=2.5*exp(j*(-80)/180*pi);s22=0.2*exp(j*(-15)/180*pi); % noise parameters of the transistorFmin_dB=1.5;Fmin=10(Fmin_dB/10);Rn=4;Gopt=0.5*exp(j*45/180*pi); s_param=s11,s12;s2

50、1,s22; % check stabilityK,delta = K_factor(s_param) % compute a noise circleFk_dB=1.6; % desired noise performanceFk=10(Fk_dB/10); Qk=abs(1+Gopt)2*(Fk-Fmin)/(4*Rn/Z0); % noise circle parameterdfk=Gopt/(1+Qk); % circle center locationrfk=sqrt(1-abs(Gopt)2)*Qk+Qk2)/(1+Qk); % circle radius %plot a noise circlea=0:360/180*pi;hold on;plot(real(dfk)+rfk*cos(a),imag(dfk)+rfk*sin(a),b,linewidth,2);text(real(dfk)-0.1,imag(dfk)+rfk+0.08,. strcat(bfF_k=,sprintf(%g,Fk_dB),dB); % specify the goal gainG_goal_dB=8;G_goal=10(G_goal_dB/10); % find constant operati