反激变换器的设计和计算步骤

反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器:0.设计前需要确定的参数A开关管Q的耐压值：VmqB输入电压范围：Vinmin〜VinmaxC输出电压VoD电源额定输出功率：Po(或负载电流Io)E电源效率：XF电流/磁通密度纹波率：r(取0.5,见注释C)G工作频率：fH最大输出电压纹波：Vopp1.齐纳管DZ的稳压值VzVz<=Vmqx95%-Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin+Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax+Vz<Vmqx95%。2.一次侧等效输出电压VorVor=Vz/1.4(见注释A)匝比n(Np/Ns)n=Vor/(Vo+Vd)其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5〜1V。最大占空比的理论值DmaxDmax=Vor/(Vor+Vinmin),此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。上面是先试着确定Vz,也可以先试着确定n,原则是n=Vin/VoVin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor,Vz,Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。负载电流Io=Po/Vo如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。—次侧有效负载电流IorIor=Io/n，由IorxNp=IoxNs得来。占空比DD=Iin/(Iin+Ior)，其中Iin=Pin/Vin，而Pin=Po/X。这里Vin取Vinmin。(见注释B)二次电流斜坡中心值Il=Io/(1-D)一次电流斜坡中心值IlrIlr=Il/n峰值开关电流IpkIpk=(1+0.5xr)xIlr伏秒数EtEt=VinminxD/f，(Et=VonxTon=VinminxD/f)一次电感LpLp=Et/(Ilrxr)磁芯选择Ve=0.7x(((2+r)A2)/r)x(Pin/f)，Ve单位cmA3；f单位KHz，根据此式确定磁芯有效体积Ve，寻找符合此要求的磁芯。(见注释D)最适合反激变压器的磁芯是“ECores”和“UCores”，“ETD"、”ER”、“RM"这三种用于反激性能一般，而“PlanarE”、“EFD"、”EP”、“P”、”Ring”型不适合反激变压器。材质选锰锌铁氧体，PC40比较常用且经济。一次匝数NpNp=(1+2/r)x(VonxD)/(2xBpkxAexf)，其中Von=Vinmin-Vq,Vq是开关管Q的导通压降；Bpk不能超过0.3T，一般反激变压器取0.3T；Ae是磁芯的有效截面积，从所选磁芯的参数中查的。(公式推导见注释E，说明见注释F)15.二次匝数NsNs=Np/n,此值小数不可忽略时向上取整，如1.62T取2T,然后重新计算Np=Nsxn。匝数调整后实际磁通密度变化范围验证Bpk=Bpk0xNp0/Np，Bpk0、Np0是调整前的磁通密度峰值和一次匝数。(根据：Bpk与匝数成反比)dB=(2r/(r+2))xBpk气隙系数zz=(1/Lp)x(uxu0xAe/le)xNpA2，其中u是磁芯材料的相对磁导率，Ae、le分别是磁芯的有效截面积和有效长度，这些参数由磁芯手册提供，u0是真空磁导率，值为4xPIx10A(-7)。(见注释G)气隙长度lglg=lex(z-1)/u，其中u是磁芯材料的相对磁导率。(见注释G)绕组导线的集肤深度hh=66.1x(1+0.0042x(T-20))/fA0.5，所得单位为mm，其中T是工作温度，可取80，即最高环境温度40摄氏度时可以有40度的温升。绕组导线的线径dd=2h，若选用铜皮，则铜皮厚度同样按此计算，即2h。绕组导线的电流承载能力ImIm=PIx(d/2)A2xJ，其中J是电流密度，反激变压器一般取典型值493A/cmA2(400cmil/A)。一次绕组导线的股数MpMp=Ilr/Im二次绕组导线的股数MsMs=Il/Im确定变压器组装结构根据上面计算的变压器各项参数，合理安排绕组排列、绝缘安排等，绕组安排(从磁芯由近及远)可参考如下：一般排列是，一次，二次，反馈。二次，反馈，一次，这种排法有利于一次绕组对磁芯的绝缘安排。一半一次，二次/反馈，一半一次，这种排法有利于减少漏感。输出二极管的额定电流IdmIdm=2xIo(见注释H)26.输出二极管的额定电压VdmVdm=(1+20%)x(Vo+Vinmax/n)(见注释I)开关管的额定电流IqmIqm=2xIlrx(Dx(1+rA2/12))A0.5(见注释J)开关管的额定耐压VqmVqm=(1+20%)x(Vor+Vinmax)(见注释K)输入电容值CinCin=KcpxPo/X,系数Kcp取经验值3uF/W。输入电容额定电流纹波IcindIcind=Ilrx(Dx(1-D+己2/12))人0.5(见注释L)输入电容的耐压VeinVein=(1+30%)xVinmax，30%为保留裕量。输出电容值CoCo=IoxD/(fxVopp)，(见注释M)输出电容额定电流纹波IcodIcod=Iox((D+rA2/12)/(1-D))A0.5(见注释N)输出电容的耐压VcoVco=(1+30%)xVo，30%为保留裕量。反向二极管D1的耐压Vd1Vd1=(1+20%)xVinmax，20%为保留的裕量。反向二极管的电流Id1Id1=0.2xIlr(见注释O)漏感LlkLlk=Lpx0.05，根据经验取一次电感的5%，一般反激变压器为2%〜20%。齐纳管功率PzPz=LlkxIpkA2x(Vz/(Vz-V^r))xf，此处为2倍计算的功率值以留足够裕量。(见注释A)齐纳管损耗可能会比较大，以致无法找到合适器件，所以需要对尖峰吸收电路进行更改，实际应用中一般较多采用RCD电路对漏感尖峰进行吸收，下面的计算针对此RCD电路。RCD吸收漏感能量的反激变换器:D_0Flyback拓扑-RCDRCD电路电容最大电压Vcmax(见注释P)Vcmax=Vor/DRCD电路电容值Crcd(见注释P)Crcd=IpkA2xLlk/(VcmaxA2x(1-eA(2xln(D)/(1-D)))RCD电路电阻值Rrcd(见注释P)Rrcd=(D-1)/(Cxfxln(D))RCD电路电阻功率Pr(见注释P)Pr=LlkxIpkA2xf,此值为2倍的电阻实际消耗功率，以留出足够裕量。如果漏感损耗较大，或考虑进一步提高效率，齐纳管钳位和RCD吸收都无法满足要求，可以考虑LCD无损吸收网络，它可以把漏感能量重新返回输入电容，下面的计算针对此部分。LCD无损吸收的反激变换器:Flybac];拓扑-LCD缓冲电容低压Vcr0(见注释Q)Vcr0=Vor(根据情况可选择略高于此值)缓冲电容高压Vcr1(见注释Q)Vcr1=kxVcr0,k是系数，可根据情况选1.5〜3,也可以更高，但需注意Q的耐压。缓冲电容值Cr(见注释Q)Cr=LlkxIpkA2/(Vcr1A2-Vcr0A2)储能电感值Lr(见注释Q)Lr=Lr=。人2/(CrxfA2x(arccos(Vcr0/Vcr1))A2)储能电感额定电流Ilrm(见注释Q)Ilrm=1.5x(Cr/Lr)A0.5xVcr1xsin(D/(fx(LrxCr)A0.5)),此值为最大电流值的1.5倍，考虑了留出裕量。至此电路中所有元件的主要参数计算完毕。注释A齐纳管钳位损耗Pz=0.5xLlkxIpkA2x(Vz/(Vz-Vor))xf,其中Llk是所有漏感--不只是一次漏感Llkp,Ipk是一次电流的峰值。通过此式可看出若Vz接近Vor,则损耗巨大;若以Vz/Vor为变量画出钳位损耗的曲线，则所有情况下，Vz/Vor=1.4均为曲线上的明显下降点。B1,变压器中电流情况有Iin/D=Ior/(1-D),由此得D=Iin/(Iin+Ior)；2,所有设计均在Vinmin下进行。C设计离线变压器时，考虑降低损耗、减小体积等原因，通常将r设定为0.5左右。D反激电源变压器一般绕线不成问题，即不大设计窗口面积使用问题，所以不必用AP法。EVon=NpxAex(dB/dt)->V>nxdt=NpxAexdB->Np=(Vonxdt)/(dBxAe)=(VonxD/f)/(dBxAe)=(VonxD)/(dBxAexf)=(VonxD)/((2r/(r+2))xBpkxAexf)=(1+2/r)x(VonxD)/(2xBpkxAexf)FNp计算完后应验证此值是否适合磁芯的窗口面积，及骨架、隔离带、安全胶带、二次绕组和套管等，通常在反激变压器中这些都不会有问题；如果需要减少Np，可以考虑增大r，减小D，或增大磁芯面积，但磁导率和气隙不会解决问题。G电感与磁导率的相关方程：L=(1/z)x(uxu0xAe/le)xNA2,其中气隙系数z=(le+uxlg)/le。对于铁氧体材料的气隙变压器，z取值10〜20是较好的折中选择。H反激(buck-boost)中二极管平均电流等于负载电流Io,损耗是Pd=IoxVd，而二极管正向压降Vd随其额定电流上升而下降，故折中考虑，选取其额定电流为2xIo。IBuck-boost中二极管最大承压是Vinmax+V)，在反激中Vinmax折算到二次侧为Vinmax/n，同时给额定值留出20%的裕量，所以最终选择二极管的额定耐压定位Vdm=Vdm=(1+20%)x(Vo+Vinmax/n)。J对所有拓扑，开关管有效值电流在Dmax处最大，且Iqrms=Il_dmaxx(Dmaxx(1+r_dmaxA2/12))A0.5，开关管的损耗Pq=IqrmsA2xRds，其中Rds是开关管的正向压降，此压降随开关管的额定电流增大而减小，所以折中选择开关管的额定电流为2xIqrms。KBuck-boost中开关管最大承压是Vinmax+V)，在反激变换器中Vo折算到一次侧为Vor，同时给额定值预留20%的裕量，所以最终选择开关管的耐压为Vqm=(1+20%)x(Vor+Vinmax)LBuck-boost中输入电容最恶劣电流有效值发生在Dmax，其值为Irms_cin=Il_dmaxx(Dmaxx(1-Dmax+r_dmaxA2/12))A0.5，一般选择电容时其额定纹波电流应等于或大于此值。M根据如下：Co实际上需要维持t_on时的电荷流失，此电荷量为dQ=Ioxt_on，而此时电容电压的变化是dUco=dQ/Co=V)pp，由此得Co=loxt_on/Vopp。NBuck-boost中输出电容最恶劣有效值发生在Dmax，其值为Irms_co=Iox((Dmax+r_dmaxA2/12)/(1-Dmax))A0.5，一般选择电容是器额定纹波电流应等于或大于此值。O考虑漏感电流不超过一次绕组电流的20%，仅为估计，无计算根据。PRCD电路的分析和计算如下：工作过程：开关管截止后，漏感电流通过D对C迅速充电，然后C通过R放电，消耗漏感能量于R上。充电过程时间很短，相对整个周期可以忽略。C不能太大，否则吸收能量过多，影响变压器能量传递，同时R成为变换器的死负载。R不能太小，否则放电太快，C电压降到反射电压(Vor)时R开始消耗二次传过来的能量，所以R要使C的放电电压在开关导通时不小于反射电压。根据以上分析，计算推导如下：Vcmax>Vor，把Vc线性化，可得Vcmax/Vor=T/t_ON，T为开关周期，t_ON为开关导通时间，由此得Vcmax=Vor/D(式1)当开关导通时C上电压刚好等于反射电压有：Vcmaxx。人(-(1-D)xT/(RxC))=V)r，由T=1/f整理得RxC=(D-1)/(fxln(D))(式2)Vc的最小值Vcmin=VcmaxxeA(-T/(RxC))(式3)此时漏感能量全部被RC电路吸收，有如下方程：0.5xLlkxIpkA2=0.5xCx(VcmaxA2-VcmiM2)(式4)整理式3和式4可以得到C=IpkA2xLlk/(VcmaxA2x(1-eA(2xln(D)/(1-D)))由上式和式2可以得R=(D-1)/(Cxfxln(D))电阻R消耗的功率是Pr=0.5xLlkxIpkA2xfQLCD无损吸收网络的分析和计算：开关管截止时，一方面变压器漏感和一次绕组通过D1对Cr充电，把漏感能量储存于Cr；另一方面，Lr的电流储能通过D1、D2反馈给电源输入电容C_IN。开关管导通时，Cr通过D2、Lr进行放电，把能量传递给Lr，能量由电容电压转换为电感的电流能量。稳态下，设Cr开始充电(Q截止)时电压是Vcr0，充电结束时电压是Vcr1，则为了不吸收便压器正常工作的能量传递有Vcr0>=Vor；考虑能量的传递过程则有0.5xLlkxIpkA2=0.5xCrx(Vcr1A2-Vcr0A2)，令k=Vcr1/Vcr0,同时设Vcr0=Vor，整理得Cr=LlkxIpkA2/(Vorx