用于反激式开关电源的谐波控制方法及控制

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(19)中华人民共和国国家知识产权局*CN103475199A*用于反激式开关电源的谐波控制方法及控制（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）(10)申请公布号(10)申请公布号CN103475199A(43)申请公布日2021.12.25(12)发明专利申请(21)申请号202110418554.9(71)申请人矽力杰半导体技术(杭州)地址310012浙江省杭州市西湖区文三路90号东部软件园科技大厦A1501(72)发明人黄晓东(51)Int.Cl.H02M1/12(2006.01)H02M3/335(2006.01)权利要求书1页说明书6页附图3页权利要求书1页说明书6页附图3页(54)发明名称用于反激式开关电源的谐波控制方法及控制电路(57)摘要本发明公开了一种应用于反激式开关电源中的谐波控制电路及控制方法，其通过信号调节电路来调节主功率开关管的导通时间，以使其与主功率开关管的占空比成反比例关系。保证无论所述反激式开关电源在工作过程中占空比是否发生变化，所述输入电流波形均能很好地跟随输入电压变化，即呈正弦变化，提高了功率因数，并且大大减小了系统的谐波。本发明从原理上消除了占空比的变化对输入电流的影响，并且控制电路简单，成本低而效果好。CN103475199ACN103475199A权利要求书1/1页1.一种谐波控制方法，应用于反激式开关电源中，其特征在于，包括以下步骤：根据所述反激式开关电源的输出电信号获得一采样电压信号；计算所述采样电压信号和第一基准电压之间的误差，并对误差结果进行补偿，以获得一第一补偿信号；根据所述反激式开关电源的主功率开关管的占空比调节所述第一补偿信号，以获得一第二补偿信号；根据所述第二补偿信号和一三角波信号产生一控制信号，用以控制所述主功率开关管的开关动作，以维持所述反激式开关电源的输出电信号恒定，同时保证所述反激式开关电源的输入电流波形跟随输入电压变化。2.根据权利要求1所述的一种谐波控制方法，其特征在于，所述第二补偿信号与所述第一补偿信号成正比例关系，与所述占空比成反比例关系。3.一种谐波控制电路，应用于反激式开关电源中，所述反激式开关电源包括有补偿信号发生电路和驱动控制电路，其特征在于，所述谐波控制电路包括信号调节电路，其中，所述补偿信号发生电路对接收的表征所述反激式开关电源的输出电信号的采样电压信号和第一基准电压进行误差计算，并对计算结果进行补偿，以获得一第一补偿信号；所述信号调节电路连接在所述补偿信号发生电路和驱动控制电路之间，其接收所述第一补偿信号，并根据所述反激式开关电源的主功率开关管的占空比调节所述第一补偿信号，以获得一第二补偿信号；所述驱动控制电路根据所述第二补偿信号和一三角波信号产生一控制信号，用以控制所述主功率开关管的开关动作，以维持所述反激式开关电源的输出电信号恒定，同时保证所述反激式开关电源的输入电流波形跟随输入电压变化。4.根据权利要求3所述的一种谐波控制电路，其特征在于，所述信号调节电路接收所述控制信号以获得表征所述主功率开关管的占空比信息。5.根据权利要求3所述的一种谐波控制电路，其特征在于，所述第二补偿信号与所述第一补偿信号成正比例关系，与所述占空比成反比例关系。6.根据权利要求3所述的一种谐波控制电路，其特征在于，所述信号调节电路包括串联的第一晶体管和第二晶体管、由第一电阻和第一电容组成的RC滤波电路以及运算放大器，其中，所述第一晶体管的漏极接所述运算放大器的输出端，所述第二晶体管的源极接地，其中所述第一晶体管与所述主功率开关管的开关状态相同，所述第二晶体管与所述主功率开关管的开关状态相反；所述第一电阻的一端连接在第一晶体管和第二晶体管的公共连接端，另一端与所述第一电容串联后接地，所述第一电容的两端电压作为第一电压信号；所述运算放大器的第一输入端接收所述第一电压信号，第二输入端接收所述第一补偿信号，输出端输出所述第二补偿信号。7.一种用于反激式开关电源的控制芯片，包括一补偿信号发生电路、驱动控制电路，其特征在于，还包括权利要求3-6中任意一项谐波控制电路。8.一种反激式开关电源，包括一补偿信号发生电路、驱动控制电路和功率级电路，其特征在于，还包括权利要求3-6中任意一项谐波控制电路。2CN103475199A说明书用于反激式开关电源的谐波控制方法及控制电路1/6页技术领域本发明涉及电子技术领域，尤其涉及一种用于反激式开关电源的谐波控制方法及控制电路。[0001]背景技术近年来，随着电力电子技术的快速发展，开关电源的应用越来越广泛，尤其是反激式开关电源由于其电路设计简单和能适应于输入电压变化等优越性而备受青睐。[0003]如图1A所示为现有技术中的一种反激式开关电源的原理框图，现有技术的反激式开关电源包含有电压反馈电路101、补偿信号发生电路102和驱动控制电路103。这里，对所述反激式开关电源的输出电压信息进行采样，其中，串联在输出电压Vout和地之间的电阻R1和电阻R2组成的分压电阻网络作为电压反馈电路101，接收输出端的输出电压Vout，从而在电阻R1和电阻R2的公共连接端产生一表征输出电压信息的采样电压信号Vfb。补偿信号发生电路102接收上述采样电压信号Vfb和表征期望输出电压的第一基准电压Vref1，以在输出端产生表征当前输出电压Vout和期望输出电压之间误差的第一补偿信号VCOMP，这里，由于第一补偿信号VCOMP经过补偿信号发生电路的补偿作用，基本维持不变。驱动控制电路103接收所述第一补偿信号VCOMP和一三角波信号Vstria后产生驱动控制信号以控制主功率开关管QM的开关状态。可见，现有技术中的开关电源在半个输入电压周期内，由于第一补偿信号VCOMP基本不变，主功率开关管QM的导通时间TON也基本固定。[0004]现有技术中的反激式开关电源，为得到较好的功率因数以及减小电源的开关损耗和电磁干扰，多采用准谐振控制模式，在这种控制模式下，其输入电流波形如图1B所示，此时，输入电流平均值的表达式为：[0002][0005][0006][0007]（1）在式（1）中，Vin为输入电压，Lm为变压器的激磁电感，TON在每半个输入电压周期内基本恒定，D为主功率开关管的占空比。从上式（1）中可以看出，在主功率开关管的占空比D不变的情况下，所述输入电流波形跟随输入电压呈正弦变化。但实际工作过程中，在一些场合要求反激式开关电源的主功率开关管的开关频率不能太高，所以为了降低开关损耗需要对开关频率进行限制；另一些场合，要求所述主功率开关管的开关频率不能太低，否则会产生较大纹波，此时也需要对开关频率进行限制，由此，主功率开关管的占空比D就会发生动态变化，根据上述的式（1），变化的占空比必然导致输入电流Iin的波形发生畸变，不再是人们期望的正弦波，这不但降低了系统的功率因数，还引起了严重的谐波污染，危及电网和系统本身的稳定。发明内容[0008]有鉴于此，本发明的目的在于提供一种用于反激式开关电源中的谐波控制电路，3CN103475199A说明书2/6页其通过信号调节电路来调节主功率开关管的控制信号，从而使主功率开关管的导通时间与其占空比成一定函数关系，完全消除了由于占空比变化带来的输入电流谐波问题。本发明还提供了一种谐波控制方法。[0009]依据本发明的一种谐波控制方法，应用于反激式开关电源中，包括以下步骤：[0010]根据所述反激式开关电源的输出电信号获得一采样电压信号；[0011]计算所述采样电压信号和第一基准电压之间的误差，并对误差结果进行补偿，以获得一第一补偿信号；[0012]根据所述反激式开关电源的主功率开关管的占空比调节所述第一补偿信号，以获得一第二补偿信号；[0013]根据所述第二补偿信号和一三角波信号产生一控制信号，用以控制所述主功率开关管的开关动作，以维持所述反激式开关电源的输出电信号恒定，同时保证所述反激式开关电源的输入电流波形跟随输入电压变化。[0014]优选的，所述第二补偿信号与所述第一补偿信号成正比例关系，与所述占空比成反比例关系。[0015]依据本发明的一种谐波控制电路，应用于反激式开关电源中，所述反激式开关电源包括有补偿信号发生电路和驱动控制电路，所述谐波控制电路包括信号调节电路，其中，[0016]所述补偿信号发生电路对接收的表征所述反激式开关电源的输出电信号的采样电压信号和第一基准电压进行误差计算，并对计算结果进行补偿，以获得一第一补偿信号；[0017]所述信号调节电路连接在所述补偿信号发生电路和驱动控制电路之间，其接收所述第一补偿信号，并根据所述反激式开关电源的主功率开关管的占空比调节所述第一补偿信号，以获得一第二补偿信号；所述驱动控制电路根据所述第二补偿信号和一三角波信号产生一控制信号，用以控制所述主功率开关管的开关动作，以维持所述反激式开关电源的输出电信号恒定，同时保证所述反激式开关电源的输入电流波形跟随输入电压变化。[0019]优选的，所述信号调节电路接收所述控制信号以获得表征所述主功率开关管的占空比信息。[0]优选的，所述第二补偿信号与所述第一补偿信号成正比例关系，与所述占空比成反比例关系。[0021]进一步的，所述信号调节电路包括串联的第一晶体管和第二晶体管、由第一电阻和第一电容组成的RC滤波电路以及运算放大器，其中，[0022]所述第一晶体管的漏极接所述运算放大器的输出端，所述第二晶体管的源极接地，其中所述第一晶体管与所述主功率开关管的开关状态相同，所述第二晶体管与所述主功率开关管的开关状态相反；[0023]所述第一电阻的一端连接在第一晶体管和第二晶体管的公共连接端，另一端与所述第一电容串联后接地，所述第一电容的两端电压作为第一电压信号；[0024]所述运算放大器的第一输入端接收所述第一电压信号，第二输入端接收所述第一补偿信号，输出端输出所述第二补偿信号。[0025]依据本发明的一种用于反激式开关电源的控制芯片，包括一补偿信号发生电路、[0018]CN103475199A说明书3/6页驱动控制电路，还包括上述的谐波控制电路。[0026]依据本发明的一种反激式开关电源，包括一补偿信号发生电路、驱动控制电路和功率级电路，还包括上述的谐波控制电路。[0027]通过上述的应用于反激式开关电源中的谐波控制电路及控制方法，其通过信号调节电路调节恒定的第一补偿信号，以产生与所述第一补偿信号和所述占空比成函数关系的第二补偿信号，然后根据第二补偿信号来产生控制主功率开关管的控制信号，进而使得主功率开关管的导通时间与所述占空比成一定函数关系，根据反激式开关电源的输入电流的计算公式，可利用导通时间与占空比的函数关系来抵消由于占空比的变化带来的对输入电流的谐波影响，从而减少了输入电流的谐波。本发明从原理上消除了反激式开关电源中的输入电流谐波的影响，效果显著。附图说明图1A所示为现有技术中的一种反激式开关电源的原理框图；[0029]图1B所示为图1A所示的反激式开关电源的输入电流波形图；[0030]图2所示为依据本发明的应用于反激式开关电源的谐波控制电路的一实施例的原理框图；[0031]图3所示为依据本发明的应用于反激式开关电源的谐波控制电路的另一实施例的原理框图；[0032]图4为依据本发明的应用于反激式开关电源的谐波控制方法的流程图；[0028]具体实施方式[0033]以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。[0034]参考图2，所示为依据本发明的应用于反激式开关电源的谐波控制电路的一实施例的原理框图。在该实施例中，所述反激式开关电源包括有电压反馈电路201、补偿信号发生电路202和驱动控制电路203，上述各电路与现有技术中所阐述的电路结构和功能相同，因此，其工作过程和原理不再重述，相同的信号在本实施例直接引用。需要说明的是，本实施例中通过电压反馈电路采样输出电压信息，但本领域技术人员可知，本发明也可以通过采样输出电流信息来获得采样电压信号，例如，所述输出电流信息可以通过采样反激式开关电源中的变压器的原边绕组的电流获得。[0035]更进一步的，所述反激式开关电源还包括有谐波控制电路，用以控制所述反激式开关电源的输入电流谐波。具体地，所述谐波控制电路包含一信号调节电路204，所述信号调节电路204连接在所述补偿信号发生电路202和驱动控制电路203之间。这里，所述补偿信号发生电路201产生基本恒定的第一补偿信号VCOMP传输给所述信号调节电路204。[0036]所述信号调节电路204接收所述第一补偿信号VCOMP，并根据所述反激式开关电源的主功率开关管的占空比D调节所述第一补偿信号VCOMP，以获得一第二补偿信号VCOMP’，所述第二补偿信号VCOMP’为所述第一补偿信号VCOMP和所述占空比D的函数；具体地，所述第二5CN103475199A说明书4/6页补偿信号VCOMP’与所述第一补偿信号VCOMP成正比例关系，与所述占空比D成反比例关系。需要说明的是，所述信号调节电路根据所述主功率开关管QM的控制信号来获得表征所述占空比的信息。[0037]所述驱动控制电路203根据所述第二补偿信号VCOMP’和一三角波信号Vstria产生一控制信号PWM，用以控制所述主功率开关管QM的开关动作，以维持所述开关电源的输出电信号恒定，同时保证无论所述主功率开关管QM的占空比是否发生变化，所述反激式开关电源的输入电流波形均跟随输入电压变化，减小输入电流的谐波。这里，所述三角波信号可由现有的或改进的任何一种三角波发生电路产生。[0038]可见，依据本发明的应用于反激式开关电源中的谐波控制电路，其通过信号调节电路调节恒定的第一补偿信号，以产生与所述第一补偿信号和所述占空比成函数关系的第二补偿信号，然后根据第二补偿信号来产生控制主功率开关管的控制信号，进而使得主功率开关管的导通时间与所述占空比成一定函数关系，如导通时间TON与占空比D成反比例关系，根据现有技术中的式(1)，可根据导通时间TON与占空比D的反比例函数关系来抵消由于占空比的变化带来的对输入电流的谐波影响，从而减少了输入电流的谐波。本发明从原理上消除了反激式开关电源中的输入电流谐波的影响，效果显著。[0039]参考图3所示为依据本发明的应用于反激式开关电源的谐波控制电路的另一实施例的原理框图，在该实施例中，提供了信号调节电路204的一种具体实现方式。[0040]具体地，所述信号调节电路204包括串联的第一晶体管Q1和第二晶体管Q2、由第一电阻R3和第一电容C1组成的RC滤波电路以及运算放大器204-1，其中，[0041]所述第一晶体管Q1的漏极接所述运算放大器204-1的输出端，所述第二晶体管Q2的源极接地，其中所述第一晶体管与所述主功率开关管的开关状态相同，所述第二晶体管与所述主功率开关管的开关状态相反，具体地，所述第一晶体管由控制信号PWM控制其开关动作，所述第二晶体管由控制信号PWM的非信号控制其开关动作；[0042]所述第一电阻R3的一端连接在第一晶体管Q1和第二晶体管Q2的公共连接端，另一端与所述第一电容C1串联后接地，所述第一电容C1的两端电压作为第一电压信号V1；[0043]所述运算放大器204-1的第一输入端接收所述第一电压信号V1，第二输入端接收所述第一补偿信号VCOMP，输出端输出所述第二补偿信号VCOMP’。[0044]结合图3中所示的信号调节电路阐述本发明中谐波控制的原理，所述第一晶体管的漏极接收所述第二补偿信号VCOMP’，其经所述第一晶体管Q1和第二晶体管Q2形成的斩波电路斩波后，然后经第一电阻R3和第一电容C1组成的RC滤波电路滤波，获得的第一电压信号V1。根据第一晶体管、第二晶体管和主功率开关管开关状态的关系，可得到所述第一电压信号V1与所述第二补偿信号VCOMP’的关系为：[0045]V1=Vcomp′×D(2)[0046]其中，D为主功率开关管的占空比。[0047]运算放大器的两个输入端分别接收第一电压信号V1和第一补偿信号VCOMP，根据运算放大器的“虚短”原理，运算放大器的两个输入端的电压相等，因此，可得到，[0048]Vcomp′×D＝Vcomp（3）[0049]将式（3）进行变换可得所述第二补偿信号VCOMP’为：6CN103475199A说明书5/6页[0050]从式（4）中可以看出，所述第二补偿信号VCOMP’与所述第一补偿信号VCOMP成正比例关系，与所述占空比D成反比例关系。[0052]根据本实施例中反激式开关电源的工作原理，所述主功率开关管的导通时间TON与第二补偿信号VCOMP’的关系为：[0051][0053][0054]将式（5）代入到式（1）中可得输入电流平均值的为：[0055]从式（6）中可以看出，通过本发明实施例的谐波控制电路，使得所述输入电流平均值与占空比没有关联，而由于Lm为固定值，K为比例系数，Vcomp在半个输入电压周期内基本恒定，因此，无论所述反激式开关电源在工作过程中占空比是否发生变化，所述输入电流波形均能很好地跟随输入电压变化，即呈正弦变化，提高了功率因数，并且大大减小了系统的谐波。本发明从原理上消除了占空比的变化对输入电流的影响，并且控制电路简单，成本低而效果好。[0057]此外，本发明优选实施例还公开了应用于反激式开关电源中的控制芯片，包括补偿信号发生电路、驱动控制电路和上述的谐波控制电路，所述控制芯片具有上述谐波控制电路的高功率因数、低谐波的优点等。[0058]最后，本发明优选实施例还公开了一种反激式开关电源，包括功率级电路、补偿信号发生电路、驱动控制电路和上述的谐波控制电路，同样的，所述反激式开关电源具有上述谐波控制电路的高功率因数、低谐波的优点等。[0059]以下对依据本发明一实施例的谐波控制方法进行详细说明，所述谐波控制方法应用于反激式开关电源中，用以控制其输入电流的谐波。参考图4，所示为依据本发明的应用于反激式开关电源的谐波控制方法的流程图。其具体包括以下步骤：[0060]S401：根据所述反激式开关电源的输出电信号获得一采样电压信号；[0061]S402：计算所述采样电压信号和第一基准电压之间的误差，并对误差结果进行补偿，以获得一第一补偿信号；[0062]S403：根据所述反激式开关电源的主功率开关管的占空比调节所述第一补偿信号，以获得一第二补偿信号；[0063]S404：根据所述第二补偿信号和一三角波信号产生一控制信号，用以控制所述主功率开关管的开关动作，以维持所述反激式开关电源的输出电信号恒定，同时保证所述反激式开关电源的输入电流波形跟随输入电压变化。[0056]CN103475199A[0064]说明书6/6页进一步的，所述第二补偿信号与所述第一补偿信号成正比例关系，与所述占空比成反比例关系。[0065]综上所述，本发明提供的谐波控制电路及控制方法，其通过信号调节电路来调节恒定的第一补偿信号，以产生与占空比成反比例关系的第二补偿信号，进而使得主功率开关管的导通时间与其占空比成反比例关系，从原理上完全消除了由于占空比变化带来的输入电流谐波问题。以上对依据本发明的优选实施例的应用于反激式开关电源中的谐波控制电路及控制方法进行了详尽描述，本领域普通技术人员据此可以推知其他技术或者结构以及电路布局、元件等均可应用于所述实施例。[0066]最后需要补充的是，本发明实施例中采用模拟方法实现信号的调节，但本领域技术人员可知，在本发明方法的指导下，还可以采用数字调节的方法实现上述信号的调节，以达到相同的技术效果。此外，任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。[0067]依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。8CN103475199A说明书附图1/3页图1A图1B图29CN103475199A说明书附图2/3页图310CN103475199A说明书附图3/3页图411开关电源的冲击电流控制方法信息来源:维库开发网发布时间:2021年11月3日1.引言开关电源的输入一般有滤波器来减小电源反馈到输入的纹波，输入滤波器一般有电容和电感组成∏形滤波器，图1.和图2.分别为典型的AC/DC电源输入电路和DC/DC电源输入电路由于电容器在瞬态时可以看成是短路的，当开关电源上电时，会产生非常大的冲击电流，冲击电流的幅度要比稳态工作电流大很多，如对冲击电流不加以限制，不但会烧坏保险丝，烧毁接插件，还会由于共同输入阻抗而干扰附近的电器设备。图3.通信系统的最大冲击电流限值（AC/DC电源）图4.通信系统在标称输入电压和最大输出负载时的冲击电流限值（DC/DC电源）欧洲电信标准协会(theEuropeanTelecommunicationsStandardsInstitute)对用于通信系统的开关电源的冲击电流大小做了规定，图3为通信系统用AC/DC电源供电时的最大冲击电流限值[4]，图4为通信系统在DC/DC电源供电，标称输入电压和最大输出负载时的最大冲击电流限值[5]。图中It为冲击电流的瞬态值，Im为稳态工作电流。冲击电流的大小由很多因素决定，如输入电压大小，输入电线阻抗，电源内部输入电感及等效阻抗，输入电容等效串连阻抗等。这些参数根据不同的电源系统和布局不同而不同，很难进行估算，最精确的方法是在实际应用中测量冲击电流的大小。在测量冲击电流时，不能因引入传感器而改变冲击电流的大小，推荐用的传感器为霍尔传感器。2.AC/DC开关电源的冲击电流限制方法2.1串连电阻法对于小功率开关电源，可以用象图5的串连电阻法。如果电阻选得大，冲击电流就小，但在电阻上的功耗就大，所以必须选择折衷的电阻值，使冲击电流和电阻上的功耗都在允许的范围之内图5.串连电阻法冲击电流控制电路（适用于桥式整流和倍压电路，其冲击电流相同）串连在电路上的电阻必须能承受在开机时的高电压和大电流，大额定电流的电阻在这种应用中比较适合，常用的为线绕电阻，但在高湿度的环境下，则不要用线绕电阻。因线绕电阻在高湿度环境下，瞬态热应力和绕线的膨胀会降低保护层的作用，会因湿气入侵而引起电阻损坏。图5所示为冲击电流限制电阻的通常位置，对于110V、220V双电压输入电路，应该在R1和R2位置放两个电阻，这样在110V输入连接线连接时和220V输入连接线断开时的冲击电流一样大。对于单输入电压电路，应该在R3位置放电阻。2.2热敏电阻法在小功率开关电源中，负温度系数热敏电阻（NTC）常用在图5中R1，R2，R3位置。在开关电源第一次启动时，NTC的电阻值很大，可限制冲击电流，随着NTC的自身发热，其电阻值变小，使其在工作状态时的功耗减小。用热敏电阻法也由缺点，当第一次启动后，热敏电阻要过一会儿才到达其工作状态电阻值，如果这时的输入电压在电源可以工作的最小值附近，刚启动时由于热敏电阻阻值还较大，它的压降较大，电源就可能工作在打嗝状态。另外，当开关电源关掉后，热敏电阻需要一段冷却时间来将阻值升高到常温态以备下一次启动，冷却时间根据器件、安装方式、环境温度的不同而不同，一般为1分钟。如果开关电源关掉后马上开启，热敏电阻还没有变冷，这时对冲击电流失去限制作用，这就是在使用这种方法控制冲击电流的电源不允许在关掉后马上开启的原因。2.3有源冲击电流限制法对于大功率开关电源，冲击电流限制器件在正常工作时应该短路，这样可以减小冲击电流限制器件的功耗图6.有源冲击电流限制电路（桥式整流时的冲击电流大）在图6中，选择R1作为启动电阻，在启动后用可控硅将R1旁路，因在这种冲击电流限制电路中的电阻R1可以选得很大，通常不需要改变110V输入倍压和220V输入时的电阻值。在图6中所画为双向可控硅，也可以用晶闸管或继电器将其替代。图6所示电路在刚启动时，冲击电流被电阻R1限制，当输入电容充满电后，有源旁路电路开始工作将电阻R1旁路，这样在稳态工作时的损耗会变得很小。在这种可控硅启动电路中，很容易通过开关电源主变压器上的一个线圈来给可控硅供电。由开关电源的缓启动来提供可控硅的延迟启动，这样在电源启动前就可以通过电阻R1将输入电容充满电。3.DC/DC开关电源的冲击电流限制方法3.1长短针法图7所示电路为长短针法冲击电流限制电路，在DC/DC电源板插入时，长针接触，输入电容C1通过电阻R1充电，当电源板完全插入时，电阻R1被断针短路。C1代表DC/DC电源的所有电容量图7.长短针法冲击电流限制电路这种方法的缺陷是插入的速度不能控制，如插入速度过快，电容C1还没充满电时，短针就已经接触，冲击电流的限制效果就不好。也可用热敏电阻法来限制冲击电流，但由于DC/DC电源的输入电压较低，输入电流较大，在热敏电阻上的功耗也较大，一般不用此方法。3.2有源冲击电流限制法利用MOS管限制冲击电流利用MOS管控制冲击电流可以克服无源限制法的缺陷。MOS管有导通阻抗Rds_on低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以做成冲击电流限制电路。MOS管是电压控制器件，其极间电容等效电路如图8所示。图8.带外接电容C2的N型MOS管极间电容等效电路MOS管的极间电容栅漏电容Cgd、栅源电容Cgs、漏源电容Cds可以由以下公式确定：公式中MOS管的反馈电容Crss,输入电容Ciss和输出电容Coss的数值在MOS管的手册上可以查到。电容充放电快慢决定MOS管开通和关断的快慢，为确保MOS管状态间转换是线性的和可预知的，外接电容C2并联在Cgd上，如果外接电容C2比MOS管内部栅漏电容Cgd大很多，就会减小MOS管内部非线性栅漏电容Cgd在状态间转换时的作用。外接电容C2被用来作为积分器对MOS管的开关特性进行精确控制。控制了漏极电压线性度就能精确控制冲击电流。电路描述：图9所示为基于MOS管的自启动有源冲击电流限制法电路。MOS管Q1放在DC/DC电源模块的负电压输入端，在上电瞬间，DC/DC电源模块的第1脚电平和第4脚一样，然后控制电路按一定的速率将它降到负电压，电压下降的速度由时间常数C2*R2决定，这个斜率决定了最大冲击电流。图9.有源冲击电流限制法电路D1用来限制MOS管Q1的栅源电压。元器件R1，C1和D2用来保证MOS管Q1在刚上电时保持关断状态。上电后，MOS管的栅极电压要慢慢上升，当栅源电压Vgs高到一定程度后，二极管D2导通，这样所有的电荷都给电容C1以时间常数R1×C1充电，栅源电压Vgs以相同的速度上升，直到MOS管Q1导通产生冲击电流。其中Vth为MOS管Q1的最小门槛电压，VD2为二极管D2的正向导通压降，Vplt为产生Iinrush冲击电流时的栅源电压。Vplt可以在MOS管供应商所提供的产品资料里找到。MOS管选择以下参数对于有源冲击电流限制电路的MOS管选择非常重要：l漏极击穿电压Vds必须选择Vds比最大输入电压Vmax和最大输入瞬态电压还要高的MOS管，对于通讯系统中用的MOS管，一般选择Vds≥100V。l栅源电压Vgs稳压管D1是用来保护MOS管Q1的栅极以防止其过压击穿，显然MOS管Q1的栅源电压Vgs必须高于稳压管D1的最大反向击穿电压。一般MOS管的栅源电压Vgs为20V，推荐12V的稳压二极管。其中Pout为DC/DC电源的最大输出功率，Vmin为最小输入电压，η为DC/DC电源在输入电压为Vmin输出功率为Pout时的效率。η可以在DC/DC电源供应商所提供的数据手册里查到。MOS管的Rds_on必须很小，它所引起的压降和输入电压相比才可以忽略。图10.有源冲击电流限制电路在75V输入开关电源工作原理是什么？开关电源原理图分析开关电源工作原理是什么？开关电源就是用通过电路控制开关管进行高速的道通与截止。将直流电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组电压！转华为高频交流电的原因是高频交流在变压器变压电路中的效率要比50HZ高很多．所以开关变压器可以做的很小，而且工作时不是很热！！成本很低．如果不将50HZ变为高频那开关电源就没有意开关电源的工作流程是：电源→输入滤波器→全桥整流→直流滤波→开关管（振荡逆变）→开关变压器→输出整流与滤波。交流电源输入经整流滤波成直流通过高频PWM(脉冲宽度调制)信号控制开关管,将那个直流加到开关变压器初级上开关变压器次级感应出高频电压,经整流滤波供给负载输出部分通过一定的电路反馈给控制电路,控制PWM占空比,以达到稳定输出的目的交流电源输入时一般要经过厄流圈一类的东西,过滤掉电网上的干扰,同时也过滤掉电源对电网的干扰;

在功率相同时,开关频率越高,开关变压器的体积就越小,但对开关管的要求就越高;

开关变压器的次级可以有多个绕组或一个绕组有多个抽头,以得到需要的输出;

一般还应该增加一些保护电路,比如空载、短路等保护,否则可能会烧毁开关电源.

主要用于工业以及一些家用电器上，如电视机，电脑等开关电源原理图分析1、正激电路

电路的工作过程：

a>开关S开通后,变压器绕组N1两端的电压为上正下负,与其耦合的N2绕组两端的电压也是上正下负.因此VD1处于通态,VD2为断态,电感L的电流逐渐增长;

b>S关断后,电感L通过VD2续流,VD1关断.S关断后变压器的激磁电流经N3绕组和VD3流回电源,所以S关断后承受的电压为.

c>变压器的磁心复位:开关S开通后,变压器的激磁电流由零开始,随着时间的增加而线性的增长,直到S关断.为防止变压器的激磁电感饱和,必须设法使激磁电流在S关断后到下一次再开通的一段时间内降回零,这一过程称为变压器的磁心复位.正激电路的理想化波形:

变压器的磁心复位时间为:

Tist=N3*Ton/N1

输出电压:输出滤波电感电流连续的情况下:

Uo/Ui=N2*Ton/N1*T

磁心复位过程:

2、反激电路

反激电路原理图

反激电路中的变压器起着储能元件的作用,可以看作是一对相互耦合的电感.

工作过程:

S开通后,VD处于断态,N1绕组的电流线性增长,电感储能增加;

S关断后,N1绕组的电流被切断,变压器中的磁场能量通过N2绕组和VD向输出端释放.S关断后的电压为:us=Ui+N1*Uo/N2

反激电路的工作模式:

电流连续模式:当S开通时,N2绕组中的电流尚未下降到零.

输出电压关系:Uo/Ui=N2*ton/N1*toff

电流断续模式:S开通前,N2绕组中的电流已经下降到零.

输出电压高于上式的计算值,并随负载减小而升高,在负载为零的极限情况下,,因此反激电路不应工作于负载开路状态.

反激电路的理想化波形

开关电源百科名片开关电源开关电源1是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间目录用途与简介分类与发展方向工作原理功能使用指南产品特点产品测试成套开关柜用途与简介分类与发展方向工作原理功能使用指南产品特点产品测试成套开关柜展开编辑本段用途与简介用途开关电源产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热等领域。简介随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。编辑本段分类与发展方向开关电源的分类

开关电源人们在开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类，也有AC/ACDC/AC如逆变器DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但AC/DC的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。自激式是无须外加信号源能自行振荡，自激式完全可以把它看作是一个变压器反馈式振荡电路。微型低功率开关电源

320W单组开关电源开关电源正在走向大众化，微型化。开关电源将逐步取代变压器在生活中的所有应用，低功率微型开关电源的应用要首先体现在，数显表、智能电表、充电器等方面。现阶段国家在大力推广智能电网建设，对电能表的要求大幅提高，开关电源将逐步取代变压器在电能表上面的应用。它激式则完全依赖于外部维持振荡，在实际应用中自激式应用比较广泛。根据激励信号结构分类；可分为脉冲调宽和脉冲调幅两种，脉冲调宽是控制信号的宽度，也就是频率，脉冲调幅控制信号的幅度，两者的作用相同都是使振荡频率维持在某一范围内，达到稳定电压的效果。变压器的绕组一般可以分成三种类型，一组是参与振荡的初级绕组，一组是维持振荡的反馈绕组，还有一组是负载绕组。比如在家用电器中使用的上海正艺科技生产的开关电源，将220V的交流电经过桥式整流，变换成300V左右的直流电，滤波后进入变压器后加到开关管的集电极进行高频振荡，反馈绕组反馈到基极维持电路振荡，负载绕组感应的电信号，经整流、滤波、稳压得到的直流电压给负载提供电能。负载绕组在提供电能的同时，也肩负起稳定电压的能力，其原理是在电压输出电路接一个电压取样装置，监测输出电压的变化情况，及时反馈给振荡电路调整振荡频率，从而达到稳定电压的目的，为了避免电路的干扰，反馈回振荡电路的电压会用光电耦合器隔离。产品发展方向开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了开关电源的发展前进，每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类，DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但AC/DC的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。另外，开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。开关电源中应用的电力电子器件主要为二极管、IGBT和MOSFET。SCR在开关电源输入整流电路及软启动电路中有少量应用，GTR驱动困难，开关频率低，逐渐被IGBT和MOSFET取代。技术发展动向开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn?Zn)材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs)下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N＋1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化其噪声也必将随着增大，而采用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，以使得该项技术得以实用化。电力电子技术的不断创新，使开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度，就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。开关电源的发展和趋势1955年美国罗耶（GH.Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛（JenSen)发明了自激式推挽双变压器，１９６４年美国

开关电源科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了１９６９年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了２５千赫的开关电源。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的１００kHz、用ＭＯＳ－ＦＥＴ制成的５００kHz电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对1MHz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆Hz的变换器的实用化研究。编辑本段工作原理原理简介开关电源的工作过程相当容易理解，在线性电源中，让功率晶体管工作在线性模式，与线性电源不同的是，PWM开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断的状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小）/功率器件上的伏安乘积就是功率半导体器件上所产生的损耗。与线性电源相比，PWM开关电源更为有效的工作过程是通过“斩波”，即把输入的直流电压斩成幅值等于输入电压幅值的脉冲电压来实现的。脉冲的占空比由开关电源的控制器来调节。一旦输入电压被斩成交流方波，其幅值就可以通过变压器来升高或降低。通过增加变压器的二次绕组数就可以增加输出的电压组数。最后这些交流波形经过整流滤波后就得到直流输出电压。控制器的主要目的是保持输出电压稳定，其工作过程与线性形式的控制器很类似。也就是说控制器的功能块、电压参考和误差放大器，可以设计成与线性调节器相同。他们的不同之处在于，误差放大器的输出（误差电压）在驱动功率管之前要经过一个电压/脉冲宽度转换单元。开关电源有两种主要的工作方式：正激式变换和升压式变换。尽管它们各部分的布置差别很小，但是工作过程相差很大，在特定的应用场合下各有优点。电路原理所谓开关电源，顾名思义，就是这里有一扇门，一开门电源就通过，一关门电源就停止通过，那么什么是门呢，开关电源里有的采用可控硅，有的采用开关管，这两个元器件性能差不多，都是靠基极、（开关管）控制极（可控硅）上加上脉冲信号来完成导通和截止的，脉冲信号正半周到来，控制极上电压升高，开关管或可控硅就导通，由220V整流、滤波后输出的300V电压就导通，通过开关变压器传到次级，再通过变压比将电压升高或降低，供各个电路工作。振荡脉冲负半周到来，电源调整管的基极、或可控硅的控制极电压低于原来的设置电压，电源调整管截止，300V电源被关断，开关变压器次级没电压，这时各电路所需的工作电压，就靠次级本路整流后的滤波电容放电来维持。待到下一个脉冲的周期正半周信号到来时，重复上一个过程。这个开关变压器就叫高频变压器，因为他的工作频率高于50HZ低频。那么推动开关管或可控硅的脉冲如何获得呢，这就需要有个振荡电路产生，我们知道，晶体三极管有个特性，就是基极对发射极电压是0.65-0.7V是放大状态，0.7V以上就是饱和导通状态，-0.1V--0.3V就工作在振荡状态，那么其工作点调好后，就靠较深的负反馈来产生负压，使振荡管起振，振荡管的频率由基极上的电容充放电的时间长短来决定，振荡频率高输出脉冲幅度就大，反之就小，这就决定了电源调整管的输出电压的大小。那么变压器次级输出的工作电压如何稳压呢，一般是在开关变压器上，单绕一组线圈，在其上端获得的电压经过整流滤波后，作为基准电压，然后通过光电耦合器，将这个基准电压返回振荡管的基极，来调整震荡频率的高低，如果变压器次级电压升高，本取样线圈输出的电压也升高，通过光电耦合器获得的正反馈电压也升高，这个电压加到振荡管基极上，就使振荡频率降低，起到了稳定次级输出电压的稳定，太细的工作情况就不必细讲了，也没必要了解的那么细的，这样大功率的电压由开关变压器传递，并与后级隔开，返回的取样电压由光耦传递也与后级隔开，所以前级的市电电压，是与后级分离的，这就叫冷板，是安全的，变压器前的电源是独立的，这就叫开关电源。说到这里吧。开关条件电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态高频条件电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频直流条件开关电源输出的是直流而不是交流也可以输出高频交流如电子变压器各种功能编辑本段功能DC/DC变换DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变ton(通用)，二是频率调制方式，ton不变，改变Ts（易产生干扰）。其具体的电路由以下几类：Buck电路——降压斩波器，其输出平均电压U0小于输入电压Ui，极性相同。Boost电路——升压斩波器，其输出平均电压

开关电源及电路图U0大于输入电压Ui，极性相同。Buck－Boost电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电感传输。Cuk电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电容传输。还有Sepic、Zeta电路。隔离型电路上述为非隔离型电路，隔离型电路有正激电路、反激电路、半桥电路、全桥电路、推挽电路。当今软开关技术使得DC/DC发生了质的飞跃，美国VICOR公司设计制造的多种ECI软开关DC/DC变换器，其最大输出功率有300W、600W、800W等，相应的功率密度为(6.2、10、17)W/cm3，效率为（80～90）％。日本NemicLambda公司最新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列，其开关频率为（200～300)kHz，功率密度已达到27W/cm3，采用同步整流器（MOSFET代替肖特基二极管），使整个电路效率提高到90％。AC/DC变换AC/DC变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准（如UL、CCEE等）及EMC指令的限制（如IEC、、FCC、CSA），交流输入侧必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制AC/DC电源体积的小型化，另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决EMC电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作损耗增大，限制了AC/DC变换器模块化的进程，因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。AC/DC变换按电路的接线方式可分为，半波电路、全波电路。按电源相数可分为，单相、三相、多相。按电路工作象限又可分为一象限、二象限、三象限、四象限。开关电源的选用开关电源在输入抗干扰性能上，由于其自身电路结构的特点（多级串联），一般的输入干扰如浪涌电压很难通过，在输出电压稳定度这一技术指标上与线性电源相比具有较大的优势，其输出电压稳定度可达(0.5～1）％。开关电源模块作为一种电力电子集成器件，要注意选择。编辑本段使用指南提高待机效率的方法切断启动电阻对于反激式电源，启动后控制芯片由辅助绕组供电，启动电阻上压降为300V左右。设启动电阻取值为47kΩ，消耗功率将近2W。要改善待机效率，必须在启动后将该电阻通道切断。TOPSWITCH，ICE2DS02G内部设有专门的启动电路，可在启动后关闭该电阻。若控制器没有专门启动电路，也可在启动电阻串接电容，其启动后的损耗可逐渐下降至零。缺点是电源不能自重启，只有断开输入电压，使电容放电后才能再次启动电路。降低时钟频率时钟频率可平滑下降或突降。平滑下降就是当反馈量超过某一阈值，通过特定模块，实现时钟频率的线性下降。切换工作模式1．QR→PWM对于工作在高频工作模式的开关电源，在待机时切换至低频工作模式可减小待机损耗。例如，对于准谐振式开关电源（工作频率为几百kHz到几MHz），可在待机时切换至低频的脉宽调制控制模式PWM（几十kHz）。IRIS40xx芯片就是通过QR与PWM切换来提高待机效率的。当电源处于轻载和待机时候，辅助绕组电压较小，Q1关断，谐振信号不能传输至FB端，FB电压小于芯片内部的一个门限电压，不能触发准谐振模式，电路则工作在更低频的脉宽调制控制模式。2．PWM→PFM对于额定功率时工作在PWM模式的开关电源，也可以通过切换至PFM模式提高待机效率，即固定开通时间，调节关断时间，负载越低，关断时间越长，工作频率也越低。将待机信号加在其PW/引脚上，在额定负载条件下，该引脚为高电平，电路工作在PWM模式，当负载低于某个阈值时，该引脚被拉为低电平，电路工作在PFM模式。实现PWM和PFM的切换，也就提高了轻载和待机状态时的电源效率。通过降低时钟频率和切换工作模式实现降低待机工作频率，提高待机效率，可保持控制器一直在运作，在整个负载范围中，输出都能被妥善的调节。即使负载从零激增至满负载的情况下，能够快速反应，反之亦然。输出电压降和过冲值都保持在允许范围内。可控脉冲模式（BurstMode）可控脉冲模式，也可称为跳周期控制模式（SkipCycleMode）是指当处于轻载或待机条件时，由周期比PWM控制器时钟周期大的信号控制电路某一环节，使得PWM的输出脉冲周期性的有效或失效，这样即可实现恒定频率下通过减小开关次数，增大占空比来提高轻载和待机的效率。该信号可以加在反馈通道，PWM信号输出通道，PWM芯片的使能引脚（如LM2618，L6565）或者是芯片内部模块（如NCP1200，FSD200，L6565和TinySwitch系列芯片）。输出计算因开关电源工作效率高，一般可达到80％以上，故在其输出电流的选择上，应准确测量或计算用电设备的最大吸收电流，以使被选用的开关电源具有高的性能价格比，通常输出计算公式为：Is=KIf式中：Is—开关电源的额定输出电流；If—用电设备的最大吸收电流；K—裕量系数，一般取1.5～1.8；接地开关电源比线性电源会产生更多的干扰，对共模干扰敏感的用电设备，应采取接地和屏蔽措施，按ICE1000、EN61000、FCC等EMC限制，开关电源均采取EMC电磁兼容措施，因此开关电源一般应带有EMC电磁兼容滤波器。如利德华福技术的HA系列开关电源，将其FG端子接大地或接用户机壳，方能满足上述电磁兼容的要求。保护电路开关电源在设计中必须具有过流、过热、短路等保护功能，故在设计时应首选保护功能齐备的开关电源模块，并且其保护电路的技术参数应与用电设备的工作特性相匹配，以避免损坏用电设备或开关电源。编辑本段产品特点特点介绍●电压输入范围宽，85VAC到264VAC；●输入输出间隔离电压达4KVAC；

深圳超越星科技微型开关电源●输出电压可调3-20v●高效率、低噪音、稳定可靠；●选用低阻抗长寿命电解电容；●内置过流保护，输出可持续短路；●输入、输出采用直焊式引脚，整体环保真空封装；●成本低、体积小、重量轻、外围电路设计简单。●优质的EMC指数，使本开关电源可以放心的应用到各种对EMC要求高的场合，减少对环境的电磁污染，更加节能环保，利用高频脉冲变压器内置屏蔽罩来提高EMC指数。开关电源的三个条件1、开关：电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态2、高频：电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频3、直流：开关电源输出的是直流而不是交流编辑本段产品测试耐压测试（HI.POT,ELECTRICSTRENGTH,DIELECTRICVOLTAGEWITHSTAND）KV于指定的端子间,例如:I/P-O/P,I/P-FG,O/P-FG间,可耐交流之有效值,漏电流一般可容许10毫安,时间1分钟。测试条件Ta：25℃；RH：室内湿度；测试回路。说明耐压测试主要为防止电气破坏，经由输入串入之高压，影响使用者安全。测试时电压必须由0V开始调升，并于1分钟内调至最高点。放电时必须注意测试器之Timer设定，于OFF前将电压调回0V。安规认证测试时，变压器需另行加测，室内，温度25℃，RH：95℃，48HR，后测试变压器初/次级与初级/CORE。生产线测试时间为1秒钟。纹波测试（涟波杂讯电压）（Ripple&Noise）%，mv直流输出电压上重叠之交流电压成份最大值(P-P)或有效值。测试条件I/P:Nominal

开关电源伯特图O/P:FullLoadTa:25℃测试回路测试波形说明示波器之GND线愈短愈好,测试线得远离PUS。使用1：1之Probe。Scope之BW一般设定于20MHz，但是对于目前的网络产品测试纹波噪声最好将BW设为最大。Noise与使用仪器，环境差异极大，因此测试必须表明测试地点。测试纹波噪声以不超过原规格值+1%Vo。漏电流测试（洩漏电流）

开关电源电路示意图（LeakageCurrent）mA输入一机壳间流通之电流（机壳必须为接大地时）。测试条件I/P：Vinmax.×1.06(TUV)/60HzVinmax.(UL1012)/60HzO/P:NoLoad/FullLoadTa:25℃测试回路说明L，N均需测。UL1012R值为1K5。TUVR值为2K/0。15uF。漏电流规格TUV：3。5mA,UL1012:5mA。温度测试（TemperatureTest）温度测试指PSU于正常工作下，其零件或Case温度不得超出其材质规格或规格定值。测试条件I/P:NominalO/P:FullLoadTa:25℃测试方法将ThermoCoupler(TYPEK)稳固的固定于量测的物体上（速干、Tape或焊接方式）。ThermoCoupler于末端绞三圈后焊成一球状测试。我们一般用点温计测量。测试零件热源及易受热源影响部分例如：输入端子、Fuse、输入电容、输入电感、滤波电容、桥整、热敏、突波吸收器、输出电容、输出电容、输出电感、变压器、铁芯、绕线、散热片零件温度限制零件上有标示温度者，以标示之温度为基准。电感显示个别申请安规者，温升限制65℃Max(UL1012),75℃Max(TUV)。输入电压调节率测试（LineRegulation）,%输入电压在额定范围内变化时，输出电压之变化率。Vmax-VnorLineRegulation(+)=Vnor

开关电源适配器Vnor-VminLineRegulation(-)=VnorVmax-VminLineRegulation=VnorVnor:输入电压为常态值，输出为满载时之输出电压。Vmax:输入电压变化时之最高输出电压。Vmin:输入电压变化时之最低输出电压。测试条件I/P：Min./Nominal/MaxO/P:FullLoadTa:25℃测试回路说明LineRegulation亦可直接Vmax-Vnor与Vmin-Vnor之±最大值以mV表示，再配合Tolerance%表示。负载调节率测试（LoadRegulation）%输出电流于额定范围内变化（静态）时，输出电压之变化率。|Vminl-Vcent|LineRegulation(+)=×100%Vcent|Vcent-VfL|LineRegulation(-)=×100%Vcent|VminL-VfL|LineRegulation(%)=×100%VcentVmilL:最小负载时之输出电压

开关电源外壳VfL:满载时之输出电压Vcent:半载时之输出电压测试条件I/P：NominalO/P:Min./Half/FullLoadTa:25℃6.3测试回路：6．4LoadRegulation亦可直接Vmin.L-Vcent与Vcent-Vmax.之±最大值以mV表示，再配合Tolerance%表示。编辑本段成套开关柜简介开关柜是一种电设备，外线先进入柜内主控开关，然后进入分控开关，各分路按其需要设置。如仪表，自控，电动机磁力开关，各种交流接触器等，有的还设高压室与低压室开关柜，设有高压母线，如发电厂等，有的还设有为保主要设备的低周减载.开关柜常见种类1、低压抽出式开关柜2、交流低压配电柜3、金属铠装移开式开关柜4、低压固定分隔式开关柜5、高压电容器柜6、高压开关柜相关标准SJ/T31401-1994|高压开关柜完好要求和检查评定方法DL/T791-2001|户内交流充气式开关柜选用导则DL404-1991|户内交流高压开关柜订货技术条件DL/T404-1997|户内交流高压开关柜订货技术条件DL/T539-1993|户内交流高压开关柜和元部件凝露及污秽试验技术条件TB/T2021-1987|27.5kV交流电气化铁道开关柜技术条件DL/T404-2005|户内交流高压开关柜订货技术条件开关电源原理百科名片

开关电源原理开关电源是一种电压转换电路，主要的工作内容是升压和降压，广泛应用于现代电子产品。因为开关三极管总是工作在“开”和“关”的状态，所以叫开关电源。开关电源实质就是一个振荡电路，这种转换电能的方式，不仅应用在电源电路，在其它的电路应用也很普遍，如液晶显示器的背光电路、日光灯等。开关电源与变压器相比具有效率高、稳性好、体积小等优点，缺点是功率相对较小，而且会对电路产生高频干扰,变压器反馈式振荡电路，能产生有规律的脉冲电流或电压的电路叫振荡电路，变压器反馈式振荡电路就是能满足这种条件的电路目录BUCK、BOOST电路原理分析：按振荡方式分类维修BUCK、BOOST电路原理分析：按振荡方式分类维修展开编辑本段BUCK、BOOST电路原理分析：Buck变换器也称降压式变换器，是一种输出电压小于输入电压的单管不隔离直流变换器。

图中，Q为开关管，其驱动电压一般为PWM(Pulsewidthmodulation脉宽调制)信号，信号周期为Ts，则信号频率为f=1/Ts，导通时间为Ton，关断时间为Toff，则周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy=Ton/Ts。Boost变换器也称升压式变换器，是一种输出电压高于输入电压的单管不隔离直流变换器。

开关管Q也为PWM控制方式，但最大占空比Dy必须限制，不允许在Dy=1的状态下工作。电感Lf在输入侧，称为升压电感。Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式Buck/Boost变换器也称升降压式变换器，是一种输出电压既可低于也可高于输入电压的单管不隔离直流变

换器，但其输出电压的极性与输入电压相反。Buck/Boost变换器可看做是Buck变换器和Boost变换器串联而成，合并了开关管。Buck/Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式，开关管Q也为PWM控制方式。编辑本段按振荡方式分类自激式是无须外加信号源能自行振荡，自激式完全可以把它看作是一个变压器反馈式振荡电路.它激式则完全依赖于外部维持振荡，在实际应用中自激式应用比较广泛。根据激励信号结构分类；可分为脉冲调宽和脉冲调幅两种，脉冲调宽是控制信号的宽度，也就是频率，脉冲调幅控制信号的幅度，两者的作用相同都是使振荡频率维持在某一范围内，达到稳定电压的效果。变压器的绕组一般可以分成三种类型，一组是参与振荡的初级绕组，一组是维持振荡的反馈绕组，还有一组是负载绕组。在家用电器中使用的开关电源，将220V的交流电经过桥式整流，变换成300V左右的直流电，滤波后进入变压器后加到开关管的集电极进行高频振荡，反馈绕组反馈到基极维持电路振荡，负载绕组感应的电信号，经整流、滤波、稳压得到的直流电压给负载提供电能。负载绕组在提供电能的同时，也肩负起稳定电压的能力，其原理是在电压输出电路接一个电压取样装置，监测输出电压的变化情况，及时反馈给振荡电路调整振荡频率，从而达到稳定电压的目的，为了避免电路的干扰，反馈回振荡电路的电压会用光电耦合器隔离。大多数开关电源有待机电路，在待机状态开关电源还在振荡，只是频率比正常工作时要低。编辑本段维修有些开关电源很复杂，元件密密麻麻，很多保护和控制电路，在没有技术支持的情况下，维修起来是一件很头疼的事。在我面对这种情况时，首先我会找到开关管及其参与振荡的外围电路，把它从电路中分离出来，看它是否满足振荡的条件，如检测偏置是否正常，正反馈有无故障，还有开关管本身，开关电源有极强大的保护功能，排除后检察控制和保护及负载电路。开关电源介绍摘要：开关电源是非常通用的电源架构，设计人员常常面临DC-DC转换器的选型问题。不同电路在进行直流电源转换时具有较大的性能差异，需折中考虑。本文介绍了开关电源的优势和设计考虑，并介绍了它们的基本工作原理和相关理论。

种类繁多的电子产品对直流电压的需求也多种多样，这就需要一个行之有效的方法将标准电源转化成负载所需的电压，这种方法必须通用、高效、可靠。在现代电子产品中，开关电源(SMPS)被普遍用来提供各种不同的直流电源，而且，它对于提高DC-DC电源转换系统的效率和可靠性也是不可或缺的。为什么选择SMPS?绝大部分的电气直流负载由标准电源供电。但是，标准电源的电压可能不符合微处理器、电机、LED或其他负载的电压要求，尤其当标准电源本身的输出电压并不稳定时。电池供电设备就是一个最好的例子：标准的Li+电池或镍氢电池的典型电压对于大多数应用而言，不是过高就是过低，或者随着放电过程电压下降的过多。通用性幸运的是，SMPS的通用性帮我们解决了这一难题，它将标准电源电压转换成合适的、符合规定的电源电压。SMPS拓扑结构有很多，但可以划分为几种基本的类型，不同类型的转换器可以对输入电压实现升压、降压、反转以及升/降压变换。与线性稳压器只能对输入电压进行降压不同的是，可以选择不同拓扑的SMPS来满足任何输出电压的需求，这也正是SMPS极具吸引力的原因。可定制另外，先进的SMPSIC的设计提供了不同的集成度，将经过裁剪的标准SMPS电路集成到单片IC，允许设计人员在不同规模的拓扑中进行选择。由此减轻厂商对通用电源或特殊应用电源的设计负担，并可根据项目需要为工程师提供定制的SMPSIC，从而进一步提高了这类器件的灵活多用性。效率工程师经常面临的一个问题是：如何高效的转换DC电源。例如，如何将输入电压降压转换为一个更低的输出电压。比较简单的方案是使用线性稳压器，毕竟，这一方案仅需几个外部的电容和适当的热管理。但是，方案简单所带来的一个结果是效率低下—当输入-输出压差较大时，效率往往低得让人无法接受。

线性稳压器的效率直接与其调整管所消耗的功率有关。调整管的功耗等于ILDO×(VIN-VOUT图1所示的降压型SMPS代替线性稳压器，效率可达到90%。这相比线性稳压器，效率提高了40%。通过直观的比较，降压SMPS的优势便体现出来了，其他的SMPS拓扑结构同样具有相近或是更高的效率。

图1.MAX8640Y采用简单的降压型SMPS电路

SMPS设计不仅仅具有高效率这一主要优势，由于功耗的降低还带来许多直接的好处。例如，与低效率的竞争产品相比，SMPS的散热片面积大大减小。降低了对热管理的要求；而且更重要的是，由于器件不会工作在低效的高温环境中，大大提高了器件的可靠性，进而延长工作寿命。SMPS拓扑及转换原理如上所述，根据电路拓扑的不同，SMPS可以将直流输入电压转换成不同的直流输出电压。实际应用中存在多种拓扑结构，比较常见有三种基本类型，按照功能划分为(参见图2)：降压(buck)、升压(boost)、升/降压(buck-boost或反转)。下面还将讨论图2中所画出的电感充电/放电通道。

图2.基本的SMPS拓扑：buck、boost和buck/boost

三种拓扑都包括MOSFET开关、二极管、输出电容和电感。MOSFET是拓扑中的有源受控元件，与控制器(图中没给出)连接，控制器输出脉宽调制(PWM)方波信号驱动MOSFET栅极，控制器件的关断或导通。为使输出电压保持稳定，控制器检测SMPS输出电压，并改变方波信号的占空比(D)，即MOSFET在每个开关周期(TS)导通时间。D是方波导通时间和周期的比值(TON/TS)，直接影响SMPS的输出电压。两者之间的关系在等式4和等式5给出。

MOSFET的导通和关断状态将SMPS电路分为两个阶段：充电阶段和放电阶段，分别