电子科技大学通信原理(李晓峰版)课件第4章-数字基带传输

通信原理第4章数字基带传输

12/28/20231信道噪声接收设备信源信宿格式化脉冲基带调制发送设备信源编码信道编码加密频带调制发射机格式化脉冲基带检测信源译码信道译码解密频带解调接收机数字通信系统简化模型信号处理信号处理基带信号基带信号12/28/20232数字基带传输——运用各种基带信号传输数字序列4.1二元与多元数字基带信号4.2数字基带信号的功率谱与带宽4.3二元信号的接收方法与误码分析4.4*多元信号的接收方法与误码分析4.5码间串扰与Nyquist准那么4.6*信道均衡4.7*局部响应系统4.8符号同步4.9线路码型12/28/202334.1二元与多元数字基带信号12/28/20234数据线位同步信号组同步信号FrameSynchronization4.1.1数据传输的根本概念例4.1典型的数据通信方法：数字芯片A向芯片B传送数据序列{…，0XF1，0X73，0XFF，…}

12/28/2023512/28/20236PAM〔脉冲幅度调制〕：用0、1信息序列去改变脉冲的幅度。二元PAM信号多元PAM信号根本通信原理中：主要关心的是信息数据代码的传送12/28/20237数据传输的几个根底概念：(1)二进制序列〔Binarysequence〕：取值为0、1〔或+1、-1〕(2)二元PAM信号〔BinaryPAMsignal〕：采用两种高度的脉冲传信息。(3)定时〔Timing〕：接收时对准相应的脉冲，检测幅度。(4)时隙〔Slot〕：一个时隙一个数据位逐个进行。码元12/28/20238用相对电平变化传信息传号差分码——“1变0不变〞，电报术语：“传号〞〔Mark〕=1；“空号〞〔Space〕=0空号差分码——“0变1不变〞相对码根本的脉冲形状是矩形的，典型的数字基带信号为：12/28/20239单极性信号(on-offkeying)在正逻辑中:二进制“1〞——〉+AV二进制“0〞——〉0V优点:a.产生该信号的电路只需要一种电源b.该信号通过TTL或CMOS电路容易产生缺点:a.具有非零的直流分量b.无在线检错能力应用:机内码，近距离接口码〔1〕单极性〔Unipolar〕与双极性〔Polar〕术语：

12/28/202310双极性信号在正逻辑中:二进制“1〞——〉+AV二进制“0〞——〉-AV应用:机内码，近距离接口码优点:a.如果0、1等概，那么无直流分量b.抗干扰能力比单极性信号强缺点:a.需要两种电源b.无在线检错能力如：RS232接口12/28/202311〔2〕不归零〔NRZ〕与归零〔RZ〕：不归零信号能量饱满，因而抗干扰能力较强；但归零信号跳变沿丰富，有利于接收端提取定时信息〔为了节省资源，同步信息常常和数据信息捆绑在一起传送〕。12/28/202312〔3〕差分码或相对码〔Differentialencoding〕：差分码又称为相对码，特征是：不用电平的绝对值而用电平的相对变化传0、1符号。1101001原始代码传号差分码空号差分码“1变0不变〞，“0变1不变〞12/28/2023134.1.2二元与多元PAM信号12/28/202314二进制〔binary〕信号:1bit二进制代码用一个脉冲传，故在一个Ts时隙内传两种不同的脉冲之一.1.数字波形：信号的传信息的参量只取有限个值。二元PAM信号：两种脉冲形状相同，幅度不同。12/28/202315例1：2PAM信号电平A和0抽象为符号和，两个符号称为二元〔二进制〕符号。符号周期或码元宽度数字基带信号信道符号12/28/202316多进制(M-ary)信号:kbit二进制代码用一个脉冲传，在一个Ts时隙内传M种不同的脉冲之一.一般，例2：4PAM信号4个电平抽象为符号，4个符号称为4元（4进制）符号。符号周期或码元宽度信道符号M元PAM信号：M种脉冲形状相同，幅度有M种。12/28/202317〔1〕2PAM、4PAM信号、256PAM：接收时需要分辨M种脉冲的幅度〔2〕多进制PAM信号比2PAM更容易出错。因此多进制PAM信号抗干扰能力较差〔3〕2PAM方式必须用更长的时间〔假设用相同宽度脉冲传数据〕；或者，用更窄的脉冲〔假设传数据时间相同〕，窄的脉冲要求同步更准，带宽大。因此2PAM信号传输有效性较差。2.二元与多元PAM信号传输有效性和可靠性比较：12/28/202318例：4PAM信号3.数字基带信号的数学表示：12/28/202319K位合并表示为冲击串形式脉冲形成二进制序列M元符号序列MPAM信号符号序列：，间隔：M进制PAM〔MPAM〕：

12/28/2023204.1.3数字基带信号的传输速率〔1〕符号速率〔Symbolrate〕：每秒传送符号(脉冲)的数目〔或〕〔2〕比特率〔Bitrate〕：每秒传送的比特数目与、〔或〕单位:bits/sb/sbps相同比特率的代码序列用不同元数的数字基带信号传，那么符号速率不同。12/28/202321例4.2二元序列，传输时间为1ms。试求:(1)相应的四元与八元序列，(2)相应的Rb,Rs与Ts解：1〕四元序列：{101101000111101011}＝{231013223}八元序列：{101101000111101011}＝{550753}2〕M元序列长度(bps)(Baud)(ms）21818000180001/18491800090001/9861800060001/612/28/2023224.2数字信号的功率谱与带宽12/28/2023234.2.1信号的功率谱定理：给定的M元平稳信息序列，如果以脉冲按产生MPAM信号，，那么，该信号的功率谱密度为(4.2.1)其中，是脉冲的傅立叶变换，是M元序列的功率谱。是M元序列的相关函数。12/28/202324如果平稳无关的，那么证明：于是，(4.2.4)(4.2.5)(4.2.2)12/28/202325

而，代入式〔〕:周期信号，周期为，角频率为傅里叶级数表示其中12/28/202326(4.2.6)将式(4.2.6)代入式(4.2.1)可得式(4.2.2)(4.2.1)(4.2.2)12/28/202327M元符号序列

脉冲形状

幅度随机序列的统计特性注意：数字信号的PSD取决于为了分析方便，可把数字基带信号的形成分为两步：1、线路编码2、波形形成线路编码波形形成二元符号序列12/28/202328例4.3二元等概无关序列的双极性NRZ信号的功率谱密度。

解：幅度为A的矩形NRZ脉冲又12/28/202329于是12/28/202330单极性NRZ信号：又12/28/202331于是12/28/202332结论：采用矩形NRZ脉冲时，平稳无关序列的MPAM信号：对于2PAM信号，〔1〕双极性：〔2〕单极性：即NRZ的MPAM信号的谱零点带宽为:即NRZ的2PAM信号的谱零点带宽为:12/28/202333对于NRZ的正负电平对称的MPAM信号：且对于NRZ的正负电平对称的MPAM信号，无离散谱。12/28/202334证明：NRZ的MPAM信号：12/28/202335例4.4单极性RZ信号的功率谱密度。解：12/28/202336clocksignal〔1〕单极性及归零使其含有离散的时钟谱线；〔2〕而归零其总功率降低，带宽加倍。12/28/202337符号率带宽评注2PAMM高，节约带宽；但抗噪性能弱，接收复杂。MPAM4.2.2信号的带宽采用第一零点带宽来近似度量，脉冲窄，信号带宽大。表中2PAM、MPAM信号是指NRZ信号12/28/202338假设为sin(x)/x型,数字信号的带宽为：如：若为矩形型,12/28/202339谱效率其中:

Rb---数据速率

Rs---符号速率

BT---信号的传输带宽定义谱效率用表示12/28/202340

M电平极性NRZ信号的谱效率

最大传输效率为一个内的比特数其中:12/28/202341例4.5采用二元、四元与八元PAM按18kbps传输信息序列，如果脉冲为双极性NRZ码，试求：相应信号的带宽?

解：每符号比特位数分别是1、2、3相应的第一零点带宽为18kHz、9kHz与6kHz。12/28/202342例：单极性NRZ线路码被转换成多电平信号后在信道上传输。该多电平信号的电平数是32，并且用矩形脉冲传信号，一个脉冲的持续时间为0.125ms，对于多电平信号，(a)波特率是多少?(b)等效比特率是多少?(c)谱零点带宽是多少?(d)对于二进制单极性NRZ线路码，重复(a)到(c)

解：对于多电平信号作业：1、2、3、4、512/28/2023432.6噪声中的信号处理12/28/202344典型情况：信号受到加性白噪声的污染，形成〔低通滤波器〕LPFLPF2.6.1平滑滤波希望通过对滤波尽量保留信号、消除噪声。滤波器输出：误差：

12/28/202345信号谱信号带宽合理设计：滤波器在让信号尽量完整通过的前提下，最大限度地滤除噪声。即，以BHz为截至频率，使得和。于是，和12/28/202346希望通过滤波，使在某时刻能够有效地“认出〞，这时并不在乎信号是否畸变。采样时刻目标设定：使中的信号功率与背景噪声功率之比值最大MF(MatchedFilter)MF2.6.2匹配滤波器典型情况：在噪声中检测出某有限时长的信号是否存在。基带、带通数字信号12/28/202347匹配滤波器——处理带有噪声的信号，使时刻的输出信噪比最大化的滤波器。此时，匹配滤波器的冲击响应为其中：C---任意的正实常数t0---峰值信号输出时刻s(t)---输入信号波形12/28/202348证明：

采样匹配滤波器h(t)H(f)判决12/28/202349t0时刻的输出信号值:信号功率:噪声功率〔信道噪声是平稳的〕:So:12/28/202350希望找到使最大的借助于许瓦兹不等式，可得许瓦兹不等式：且当时，上式等号成立。c为任意常数。在式〔〕中令：12/28/20235112/28/202352上式等号成立时，可得最大输出信噪比，此时白噪声时12/28/202353总结：〔2〕频域的共额匹配性〔1〕时域的镜像平移性对于如图所示的，若要可物理实现，则取是满足物理可实现的最小时间值，是获得MF输出最大S/N的最少等待时间。12/28/202354一般来说，对于数字信号，，即MF的输出在码元的最后时刻采样。例1：12/28/202355例：例：12/28/202356〔3〕的关系即的自相关波形成正比。在时，最大，也最大。12/28/202357---输入信号能量其中输入信号码元能量12/28/202358结论：匹配滤波器的冲激响应实际上是信号的反转平移形式，最大输出信噪比与信号的具体形状没有关系。12/28/202359例2：例2.11自学12/28/202360二进制匹配滤波接收机〔1〕一般的二进制MF接收机发射机:设信道是理想的,噪声为AWGN.12/28/202361MFMF比较与判决接收机:12/28/202362〔2〕当具有相同的形状(单极性,双极性,ASK，BPSK…)MF比较12/28/202363相关接收机定理:对于白噪声的情形,匹配滤波器可以由相关器实现，即其中：s(t)---信号波形r(t)---接收机的输入信号相关接收机和匹配滤波器的输出值在采样时刻相等(已知信号)参考输入12/28/202364证明:(信号)参考输入当12/28/202365〔1〕一般的二进制相关接收机比较与判决

常常设计为正交或负相关，可实现最佳接收。12/28/202366〔2〕当具有相同的形状(单极性,双极性,OOK,BPSK…)采样与保持时钟信号(位同步)复位12/28/2023674.3二元信号的接收方法与误码分析

12/28/202368——PSD为的高斯白噪声，4.3.1噪声中二元信号的接收方法AWGN信道：

AWGN信道12/28/202369〔2〕判决门限取在两种脉冲电平的中间二元基带信号AWGN信道LPF抽样判决带宽:B通常:B=2Rs1.利用低通滤波器〔LPF〕抑制噪声LPF输出的两种信号电平NRZ〔1〕LPF的带宽：保证信号通过；尽量滤除噪声；至少要求12/28/202370111010012/28/202371〔1〕〔2〕在时隙的末端抽样〔3〕判决门限两种输出峰值的中心。匹配滤波与脉冲“相匹配〞，在处抽样输出，具有最大的信噪比。2.利用匹配滤波的最正确接收方法二元基带信号匹配滤波器AWGN信道抽样判决MF输出的两种信号峰值12/28/202372111010012/28/2023734.3.2接收系统的误码性能(1)误码率或误符号率：

(2)误比特率：与相关联，通常，对于二元系统(symbolerrorrate)(BER:biterrorrate)：每个码元的比特数：每个码元的平均错误比特数12/28/202374常用函数， 12/28/202375表4.3.1主要2PAM数字基带传输系统的PbNRZ——信号平均比特能量/噪声功率谱密度。12/28/202376双极性2PAM单极性2PAM(LPFBW=B)(MF)(LPF)(MF)信号带宽可见：1.在相同的误码性能时，双极性信号的平均比特能量比单极性小3dB.3.MF的结果优于LPF至少3dB.单极性2PAM和双极性2PAM信号性能比较2.相同时，双极性信号的误码性能优于单极性.4.双极性信号的门限容易实现.NRZNRZ12/28/202377图4.3.6匹配滤波器误比特率曲线图12/28/202378根本结论：最正确基带传输系统：双极性信号结合匹配滤波器接收。误比特率曲线进行性能比较：〔1〕纵向比较：比方10dB处，下边的性能较好。〔2〕横向比较：比方，左边的性能较好。如：性能好3dB〔12.5dB减9.5dB〕。〔1〕双极性比单极性好3dB；〔2〕匹配滤波器比LPF至少好3dB12/28/202379分别考虑单极性与双极性的MF系统；并估计按Rb=1Mbps进行二进制传输时的平均错误间隔例4.6计算对误比特率的影响。作业：612/28/2023804.3.3*误码过程的分析考虑：〔1〕广义的二进制〔基带或带通〕信号：与〔2〕接收机为线性处理器〔含基带的LPF、匹配滤波器〕〔3〕分析单个时隙上，码元的过程二元信号线性处理器AWGN信道抽样判决线性滤波器12/28/202381发送信号接收信号滤波器输出信号，且抽样值为〔1〕发送0：1.噪声造成抽样值的随机性

是均值为0，方差为的高斯随机变量。12/28/202382发送信号接收信号滤波器输出信号，且抽样值为〔2〕发送1：是均值为0，方差为的高斯随机变量。12/28/202383判决门限VT2.判决规那么与误判概率判决规那么:由抽样值来判断发送的码元是0或1，12/28/202384误判概率:平均错误概率(EBR):称为先验概率。

12/28/2023853.最正确门限与最小平均误码率最正确判决门限VT:Pe与二进制波形有关，与处理器类型有关，与门限VT有关。12/28/202386判决门限VT最正确门限在两曲线的交点上。12/28/202387最正确门限为：许多时候，数据“1〞和“0〞等概率，即0，1等概时，最正确门限在线性滤波器两种输出信号电平的中间。12/28/2023880、1等概时，由最正确求得平均误码率为，12/28/202389结论：对于线性处理器〔包含LPF、MF〕(1)最正确门限：(2)最小平均误码率，

0、1等概发送时收端用线性处理器时，该结论对基带二进制信号和带通二进制信号都成立甚至对于带通二进制系统的相干解调器12/28/202390(3)高斯白噪声和Match-filter的结果匹配滤波器接收机---最小错误概率接收机差分输入信号12/28/2023914.3.4*两种接收系统的误码率例4.7采用LPF接收的单极性2PAM(NRZ)传输系统：幅度为0与+A，LPF带宽为B。计算接收系统的、与；并给出抽样值的条件概率密度。解：信号几乎完全通过LPF，12/28/202392〔请见表〕〔表〕〔表〕12/28/202393采用LPF接收的双极性2PAM传输系统：幅度为

与，LPF带宽为B。

〔请见表〕〔表〕〔表〕12/28/202394解：发MF:MF输出信号分量：例4.8采用匹配滤波器接收的双极性2PAM传输系统：假定双极性NRZ信号的幅度分别为-A与+A，AWGN信道的双边功率谱为N0/2。计算匹配滤波器系统的与；并给出抽样值的条件概率密度。12/28/202395在采样时刻平均码元能量白噪声通过的输出噪声采样值：采样与保持时钟信号(位同步)复位12/28/202396白噪声通过的输出噪声功率总之，与12/28/202397抽样值r的条件概率密度：〔请见表〕〔表〕〔表〕12/28/202398采用匹配滤波器接收的单极性2PAM传输系统：在采样时刻平均码元能量采样与保持时钟信号(位同步)复位12/28/202399

〔请见表〕〔表〕〔表〕12/28/2023100〔表〕12/28/2023101〔表〕12/28/2023102作业：10、1112/28/20231034.4.4格雷〔Gray〕编码表4.4.4格雷编码规那么M元特点：任何相邻电平只有一位代码不同注意：传输中任何电平出错时总是最容易错成相邻的电平4.4*多元信号的接收方法与误码分析

12/28/2023104例4.9传输二元序列，试求：相应的四元与八元格雷码序列。

解：四元符号序列：{101101000111101011}编码为{321012332}

八元符号序列：{101101000111101011}编码为{660562}12/28/20231054.5码间串扰与Nyquist准那么12/28/20231064.5.1码间串扰问题1.什么是(

ISI)?以及ISI的形成原因?

*

信道特性不平坦

*

矩形多电平脉冲的绝对带宽无限

*

信道带宽有限(ISI:IntersymbolInterference)12/28/2023107输入波形s(t)11110000ISI000000t→t→t→t→t→t→TsTsTsSamplingpoints(transmitterclock)信号脉冲响应samplingpointSamplingpoints接收波形y(t)wout(t)〔脉冲响应的和)(receiverclock)(receiverclock)12/28/20231082.ISI值的计算假定信道频率响应记为符号宽度取任意M个电平值之一.基带传输系统总冲击响应：基带传输系统总传输函数：M进制数字信息发送滤波器带限信道接收滤波器抽样判决12/28/2023109系统的输出是：的影响在抽样值中，在时刻第二项是其他符号的干扰，称为码间串扰〔ISI〕。设是归一化的，即，第一项为哪一项期望的符号值；加性噪声乘性噪声12/28/2023110码间干扰反映的是基带系统传递函数的不良，包括信道、接收与发送滤波器等12/28/2023111基带传输系统总响应：基带系统总传输特性：抽样判决暂时不考虑信道噪声的影响12/28/20231124.5.2无码间串扰传输与Nyquist准那么定理〔Nyquist第一准那么〕传输系统无码间干扰的充要条件是系统的总冲击响应满足：其中:C为非零正常数〔本书取值为1〕n为一整数Ts为符号(采样)时钟周期(码元宽度)12/28/2023113tt0t无ISI示意图：12/28/2023114有ISI的情况12/28/2023115〔Nyquist第一准那么〕频域形式为，按重复后，在上是否为常数实际上只需看：即：一个周期信号那么码元速率为Rs的数字信号通过H(f)时，无ISI当12/28/2023116证明：〔频域局部〕12/28/2023117(a)几种信道传输特性(b)几种信道的

-Rs/2Rs/2-RsRs-3Rs/43Rs/4-Rs/2Rs/2-Rs/2Rs/2-RsRs无ISI无ISI有ISI例4.10几种系统的传输特性如下，传输率为，是否存在ISI？12/28/2023118故有ISI12/28/2023119(1):带宽太窄，必有ISI；4.5.3带限信道上的无码间串扰传输实际基带信道可视为带限信道〔WHz〕，分三种情况：12/28/2023120(3)：有可能无ISI。故数字基带信号的带宽：(2)：当且仅当正好为Hz的理想LPF时，无ISI；12/28/20231211.只有当才可能实现无ISI。即对于给定的系统：在无ISI的要求下，WHZ宽的基带信道每秒最多只能传输2W个符号

2W波特——基带传输系统的奈奎斯特速率。12/28/20231223.显然，一个系统不止一个无ISI的速率Rs，但我们关心的是系统能传输的最大无ISI的速率Rs。用最大的Rs作为H(f)的重复周期，如果能得到，那么该Rs就是系统能传输的最大无ISI的速率。无码间串扰传输中，

或2.频带利用率——单位带宽的传输速率，12/28/2023123频谱效率最高的无ISI系统0a.滤波器传输函数在f=±f0处的陡峭截止边沿难以实现

问题:型脉冲的包络只按的速率衰减(太慢),因而不精确的时钟将导致ISI0t1/2f012/28/2023124例：从时域波形求无ISI的最大符号速率:

0t无ISI的符号速率都无ISI12/28/2023125都无ISI12/28/2023126用型脉冲传数字信号.M进制数字信息的带宽：抽样判决12/28/20231270

1001

1

101.510.50-0.5t12/28/2023128相应的冲击响应为：RaisedCosine-RolloffNyquistFiltering4.5.4升余弦滚降滤波器升余弦滚降〔RC〕滤波器〔频谱〕：12/28/20231291.

滚降系数

ffΔ1/2f0-W-f0-f1Wf0f1

fΔ

1/4f0时，RC满足奈奎斯特准则，因此，无ISI。

2.12/28/2023130(1)：正是理想LPF，；例如，〔单位：〕(2)：边沿相当平缓，；(3)：边沿非常平坦，；

1/2f0-2f0-f00-0.5f0f01.5f02f0f

α=0

α=0.5

α=11/4f0无滚降全滚降12/28/2023131α的影响:0

1/2f0-2f0-f00-0.5f0f01.5f02f0f

α=0

α=0.5

α=11/4f012/28/2023132例4.11某基带系统的频响特性在5MHz内平坦。试求：（1）无ISI的最大传输码率；（2）采用的RC滤波器时的最大传输码率；（3）采用的RC滤波器实现10Mbps传输时如何利用信道？解：（1）〔2〕，于是，

f1/2f0-W-f0-f1Wf0f1

1/4f012/28/2023133采用四元传输，可得，也可以小于1，比方0.3，那么传输信号带宽小于5MHz〔3〕对于10Mbps，假设采用二进制传输那么无法进行无ISI的传输12/28/2023134〔Nyquist第一准那么〕频域形式为，注意：12/28/2023135Thatis:12/28/2023136传输速率，是该系统无ISI的最大传输速率。

传输速率，有ISI。

传输速率，可能无ISI。

例〔习题13〕:设数字基带传输系统的等效传输函数为,假设要求以的速率进行数据传输，试判断以下各图所示的是否满足消除抽样点上的无ISI条件，并各求系统无ISI的最大传输速率。〔1〕12/28/2023137传输速率，是该系统无ISI的最大传输速率。

传输速率，有ISI。

传输速率，也无ISI。

〔2〕12/28/2023138〔3〕传输速率，无ISI，且是无ISI的最大传输速率。

实际上，无ISI的最大传输速率Rs是滚降边上互补对称频率f0的2倍12/28/2023139〔4〕传输速率，有ISI。

传输速率，是该系统无ISI的最大传输速率。

作业：1314151617〔1〕〔2〕f0：互补对称频率12/28/2023140例:为了传输码元速率为的数字基带信号，试问系统采用下图中的哪一种传输特性较好，并简要说明理由。系统(a)系统(b)系统(c)解：当时，(a)、(b)、(c)三系统都无ISI.12/28/2023141此时需要比较三系统在频带利用率，单位冲击响应的收敛速率，实现的难易程度等方面的特性，从而选择一种最好的系统。从频带利用率来看，(b)、(c)较好但(b)的传输函数陡峭截止难以实现，冲击响应为型，包络与成正比，收敛慢。

(c)的传输函数相对较易实现，冲击响应为型，包络与成正比，收敛较快。

所以系统(c)性能较好。12/28/2023142带限型AWGN信道4.5.5*带限AWGN信道上的最正确传输系统〔兼顾抗ISI与抗加性噪声〕12/28/2023143平方根升余弦滤波器〔SRC〕兼顾抗AWGN干扰与抗ISI的最正确设计为τ对应于某个时延常数基带系统的传输函数：满足无ISI的条件，满足匹配滤波器的条件12/28/2023144(a)理想滤波器(b)有ISI的滤波器(C)噪声加ISI图失真的双极性NRZ信号和相应的眼图眼图〔Eyepattern〕——示波器上基带信号波形呈现为类似人眼的图案。评价基带传输系统性能的一种定性而方便的实验方法4.5.6眼图12/28/2023145〔a〕无ISI基带波形〔c〕有ISI基带波形11010001眼图的“眼睛〞张开得越大，且眼图越端正，表示码间串扰越小，反之，表示码间串扰越大。12/28/2023146〔1〕“眼睛〞张得愈开，质量愈好；〔2〕“眼睛〞高度的一半——噪声容限；〔3〕“眼睛〞中间宽度——可抽样的时间范围；〔4〕“眼线〞顶部斜率——对定时的敏感程度；眼图模型:最正确12/28/2023147顺便指出，接收二进制波形时，在一个码元周期TS内只能看到一只眼睛；假设接收的是M进制波形，那么在一个码元周期内可以看到纵向显示的(M-1)只眼睛；图4.5.9多电平信号〔M=4〕的眼图另外，假设扫描周期为nTS时，可以看到并排的n只眼睛。12/28/2023148图4.5.8两种质量的基带信号对应的眼图眼图的照片：〔a〕无ISI时〔b〕有ISI时12/28/20231494.6

*信道均衡均衡的目的：1.信道特性〔常常是时变的，随机的〕是不完全知道的。2.网络制造与设计有误差。因而实际的基带传输系统，码间串扰是不可防止的。常常在接收滤波器之后引入均衡器进行校正，使信道趋于理想化。12/28/2023150〔1〕频域均衡——从频域上用滤波器补偿基带系统〔2〕时域均衡——从时域波形上处理，调整系统的校正幅频特性和相频特性用于数字传输系统参数可调4.6.1均衡原理信道均衡器：消除或减低ISI影响的信号处理或滤波技术。使总的响应：符合奈奎斯特准那么12/28/2023151时域均衡——从时域波形上处理，调整系统的均衡前的有ISI的波形：均衡后的无ISI的波形：的值可测即12/28/2023152〔1〕有2N+1个抽头，抽头系数可调〔2〕每节延迟时间为码元周期Ts4.6.2数字均衡器采用数字FIR滤波器〔横向滤波器〕结构。冲击序列为，C-NC-N+1C-1C0C1CN-1CNTsTsTsTsTsTs输入输出12/28/2023153总的〔数字〕冲激序列为：均衡器的目的：通过某种算法，调整系数，使得

抽样判决抽样值的输出：12/28/2023154均衡器的目的：通过算法，调整系数，使得因为抽头系数只有2N+1个，只能满足即ISI不能完全消除4.6.3根本均衡算法1.迫零〔Zeroforcing〕算法：迫使中的“畸变〞为零。12/28/20231552N+1个方程为：12/28/2023156即峰值畸变定义：

算法缺点：没有考虑噪声的影响。当传输系统在某频率处有深衰减时，均衡器将提供高增益补偿，高增益也会放大噪声，降低信噪比。均衡效果用峰值畸变来衡量12/28/2023157试求：均衡器的抽头系数并计算均衡前后的峰值奇变值。解：对于3抽头，N＝1，12/28/2023158代人具体数据得到，可解得，

均衡器前，均衡器后，

12/28/2023159工程实现：预置式均衡自适应均衡12/28/20231604.7*局部响应系统12/28/2023161局部响应技术也称为相关电平编码技术——能够以2W波特的最高码率进行无ISI的传输。它在前后符号间引入相关性，从而使信号中存在ISI，让系统的频响特性不必具有陡峭的边沿，而引入的ISI是的，接收时加以去除。且系统时域响应衰减快，从而放宽对位定时抖动的要求。12/28/20231621.根本原理〔1〕前置相关编码器，〔2〕接收时解相关复原：系统按波特进行传输，无ISI。特别之处：

传Cn

相关编码器12/28/2023163+1+1+1-1-1+1-1+1+1+1-1-1+1例4.14相关编码例如+2+20-2000+2+20-20HI(f)hI(t)(-1,1)(-2,0,2)(-2,0,2)(-1,1)TbWHz的理想LPFH(f)h(t)抽样解相关与判决假设信道传播正确，解相关能正确译码+1+1+1-1-1+1-1+1+1+1-1-1+1+2+20-2000+2+20-20+12/28/2023164HI(f)hI(t)(-1,1)(-2,0,2)(-2,0,2)(-1,1)TbWHz的理想LPFH(f)h(t)抽样解相关与判决+12/28/2023165能够以2W波特的最高码率进行无ISI的传输，同时系统的频响特性不必具有陡峭的边沿，且系统时域响应衰减快。代价是可靠性降低12/28/2023166+1+1+1-1-1+1-1+1+1+1-1-1+1+2+20-2000+2+20-20误码传播——受传输错误的影响，引起一连串的误码+2+200000+2+20-20相关编码器，接收时复原：+1+1+1-1+1-1+1-1+3-1+1-3+3假设信道传播出错，解相关将引入误码传播预编码可以解决误码传播问题12/28/20231672.具有预编码器的局部响应系统预编码处理：

由当前码元的值得到当前码元的值，去掉了前后码元的相关性。

(-1,1)(-2,0,2)(-1,1)Tb理想LPFH(f)抽样整流与判决符号变换符号变换Tbh(t)(0,1)预编码双二进制编码滤波器模二加(-2,0,2)+(-1,1)12/28/2023168接收判决：

12/28/2023169例4.16带预编码的第Ⅰ类局部响应系统。12/28/20231704.8

符号同步12/28/20231714.8.1根本概念符号同步信号——指示最正确抽样时刻的时钟信号。通常位于码元的中央或者末端。同步信号必须“与传输信号的内在节奏合拍〞，即与发端的定时时钟保持一致，才能正确接收数字信号。12/28/20231721.符号同步的方法外同步法或辅助信息同步法——利用单独的信道〔或额外信息〕传输时钟信号例如：共用同一主时钟系统，附加信道发送时钟信号或其倍频信号自同步法或非辅助信息同步法——借助传输信号中的某些特性生成时钟信号1〕开环法：从接收信号中直接恢复出发送时钟的副本；2〕闭环法，产生本地时钟，利用反响控制使本地时钟锁定到接收信号的“内在节拍〞上。如：多路传输系统如：较多的信号跳变沿信息12/28/2023173例4.17异步串行通信中的位同步方法。

解：异步串行通信是一种每次传输一字节的二元通信方法。通信前双方约定了传输速率。〔1〕线路空闲时保持高电平，〔2〕起始位——用下跳电平指示开始，启动定时；〔3〕按时隙间隔〔速率〕采样8个数据位；〔4〕停止位——结束时返回高电平；收发时钟标称速率相同就行，不必来自同一时钟源12/28/2023174希望：尽量小Eb/N0(dB)Pe2PAM信号在AWGN的情况12/28/2023175作业：2212/28/20231764.9

线路码型12/28/20231774.9.1根本线路码型线路码型〔Linecode〕——适合于线路传输的“波形格式〞12/28/2023178〔1〕无直流分量，且低频分量尽量少〔2〕信号中高频分量尽量少，以节省传输频带并减少码间串扰；〔3〕包含足够的定时信息；〔4〕差分编码：不必担忧传输中的反相；〔5〕抗噪性能：不同的波形，可能抗噪能力不同；〔6〕具有内在的检错能力：具有规律性的特征，可检错；〔7〕波形产生和检测尽量简单；选择与设计码型的一些因素：〔8〕透明性:不受信息源统计特性的影响，即能适应于信息源的变化。12/28/2023179AlternateMarkInversion1.*传号反转交替码〔AMI〕1码交替用正、负脉冲表示0码用0电平表示1101001消息代码：1101001AMI码：+1-10+100-112/28/2023180优点:a.无直流分量，高、低频分量少，b.可利用传号极性交替规律观察误码情况，即有内在检错能力c.将基带信号经全波整流变为单极性归零波形，便可提取位定时信号d.AMI码的编译码过程简单缺点:‘长连0’时，提取定时信息困难应用：是北美系统中的标准接口码。12/28/2023181编码规那么是：“0〞码----“01〞“1〞码----“10〞2.*数字双相(Biphase)码〔曼彻斯特〔Manchester〕码〕相位不确定1B2B码12/28/2023182优点:a.无直流分量，b.有内在检错能力〔最大连码数为2〕c.含有丰富的定时信息d.编码过程简单缺点:传输带宽加倍〔码速率加倍〕应用：用于10Mbps的以太网中。

12/28/20231833.*密勒〔Miller〕码、延迟调制码规那么：1—“下跳〞或“上跳脉冲〞〔码元中心有跳变〕；0—负或正电平〔码元中心无跳变〕，连0时要交替。码元分界点上，‘0’与‘0’之间才有电平跳变0111100111001110011112/28/2023184优点:a.无直流分量，b.有定时信息b.有内在检错能力〔最大连码数为4，最小连码数为2〕c.透明的d.能量集中缺点:传输带宽加倍〔码速率加倍〕应用：气象数据传输接口码。

12/28/20231854.*传号反转码(CMI)

CodedMarkInversion规那么：1——交替用(11)和(00)表示0——〔01〕表示禁用〔10〕用负跳变可以提取定时信号000