基于四开关Buck-Boost变换器的ZVS控制设计

-)在输入电压40V，输出电压48V的工况下，电压增益为定值，所以占空比、的比值固定，PI参数是通过闭环控制PI调节后得到的占空比驱动信号，PI参数需兼顾系统稳定性与动态响应，会通过实时反馈来调整占空比，导致占空比与开环理论值不同。观察最小电感电流值分别为2.6A、4A、6A时的电压增益分别为：1.23、1.21、1.20。最小电感电流为2.6A时，未能完全实现软开关，导致开关损耗增大，不满足设计理念。在最小电感电流4A和6A的等级下，最小电感电流为4A时的电压增益更大，并且在最小电感电流4A等级下，变换器的通态损耗更小，因此取最小电感电流为4A合适。经过软开关分析与通态损耗分析，可以得出：将最小电感电流设置为4A合适。验证了最小充放电电感电流计算过程中选择的正确性。4.5实验验证经过以上方案原理分析以及仿真验证后，通过示波器观察四开关Buck-Boost变换器的电感电流波形，以及开关管的驱动波形和电压波形，观察实验波形是否与理论波形和仿真波形大致相符，验证四个开关管是否实现了软开关。开关管S2比较容易实现软开关，选取开关管的驱动信号波形和电压波形进行实验验证。调整输入电压为40V，使变换器工作在Boost模式，通过示波器观察到的开关管驱动信号波形和电压波形以及电感电流波形如图4-51所示。a)完整图b)一个周期内放大图图4-51Boost模式下驱动和电压波形以及电感电流波形通过观察，电感电流呈现四边形性状，且在第一个拐点处取得最大值。在一个周期内，电感电流在四个开关阶段内对开关管的寄生电容进行充放电，从而实现软开关。通过观察开关管驱动信号波形和电压波形，当驱动波形为高电平时，开关管导通，其电压波形迅速下降至接近零电压，表明开关管处于低阻导通状态；当驱动波形转为低电平时，开关管截止，电压波形快速上升至较高电压值。当驱动信号上升沿到来时，对应开关管的电压波形已降至接近0V，说明开关管在导通瞬间满足ZVS条件,实现ZVS开通。调整输入电压为60V，使变压器工作在Buck模式，通过示波器观察开关管驱动和电压波形以及电感电流波形如图4-52所示。a)完整图b)一个周期内放大图图4-52Buck模式下驱动和电压波形以及电感电流波形通过观察，电感电流呈现四边形性状，且在第二个拐点处取得最大值。与变换器工作在Boost模式时类似，当驱动波形为高电平时，开关管导通，其电压波形迅速下降至接近零电压；当驱动波形转为低电平时，开关管截止，电压波形快速上升至较高电压值。当驱动信号上升沿到来时，对应开关管的电压波形已降至接近0V，实现了软开关。考虑到电路元件并非理想元件以及示波器设备可能存在接触不良等问题，所测波形与理想波形并非完全一致，在一些时刻存在尖峰。但是在大体上可以反映出所设计方案的实用性，符合设计的目标要求。第5章三级并联5.1仿真模型构建通过三级并联可以使输出功率达到1500W，满足设计需要。三级并联可以提升功率处理能力，通过并联分摊电流，单个开关管电流应力减小，总电流承载能力提升，适用于高功率应用场景；降低导通损耗：并联后总导通电阻减小，导通损耗降低，提高电路效率。增强可靠性，具备一定冗余性，某一支路开关管损坏时，其他支路仍可工作，保障电路部分功能。将四开关Buck-Boost变换器进行三级并联，通过搭建功率约1500W的变换器，来验证变换器的性能，以及四边形控制方式下的效率表现，主电路仿真图如图5-1所示。图5-1三级并联主电路仿真按照第三章提供的设计方案与参数计算结果，并通过仿真验证，对所设计出的参数进行调整优化，可以得出变换器的主要参数设计结果。将四开关Buck-Boost变换器进行三级并联后，功率从500W提升至1500W，输出电压仍为48V，因此所需负载电阻的阻值变为1.536Ω，其他参数值维持不变，变换器参数值如表5-1所示。表5-1变换器参数指标设计参数电感1.6μH最小电感电流4A死区时间70ns输入输出侧电容800μF负载电阻4.608ΩBoost模式输入电压范围20~44VBuck-Boost模式输入电压范围44~51VBuck模式输入电压范围51~70V控制电路分为开环设计与闭环设计，与单相不同，三级并联需要驱动12个开关管，同一桥臂的两个开关管的驱动放在一个控制电路里，因此需要6个控制电路来驱动所有开关管。PWM发波逻辑与单相一致，仿真电路图如图5-2所示。图5-2三级并联控制电路仿真5.2仿真验证首先进行开环仿真，与单相拓扑类似，将输入电压分别设置为20V、30V、40V、44V、51V、60V、70V，时间步长设置为4.5E-08，仿真总时间设置为0.12s，测得开环仿真下各个输入电压等级下电感电流波形如图5-3至图5-9所示。图5-3输入电压20V时电感电流波形图5-4输入电压30V时电感电流波形图5-5输入电压40V时电感电流波形a)Buck-Boost模式b)Boost模式图5-6输入电压44V时电感电流波形a)Buck-Boost模式b)Buck模式图5-7输入电压51V时电感电流波形图5-8输入电压60V时电感电流波形图5-9输入电压70V时电感电流波形理论上，三级并联参数一致，各支路电感电流应具有良好对称性。图中三条曲线周期一致，但峰值与谷值存在细微差异，可能与占空比的计算以及能量的损耗有关，需进一步检查参数一致性与控制精度。测得开环仿真下各个输入电压等级下的输入输出电流波形如图5-10至图5-16所示，并记录输入电流和输出电流的纹波率。图5-10输入电压20V时输入输出电流波形经过计算，输出电流的纹波率为0.001816630.9953×100%图5-11输入电压30V时输入输出电流波形经过计算，输出电流的纹波率为0.001363431.0949×100%图5-12输入电压40V时输入输出电流波形经过计算，输出电流的纹波率为0.00145331.1432×100%a)Buck-Boost模式b)Boost模式图5-13输入电压44V时输入输出电流波形Buck-Boost模式下：经过计算，输出电流的纹波率为0.00154531.1627×100%Boost模式下：经过计算，输出电流的纹波率为0.00162631.1628×100%a)Buck-Boost模式b)Buck模式图5-14输入电压51V时输入输出电流波形Buck-Boost模式下：经过计算，输出电流的纹波率为0.00447530.9114×100%Buck模式下：经过计算，输出电流的纹波率为0.0132730.9113×100%图5-15输入电压60V时输入输出电流波形经过计算，输出电流的纹波率为0.00595830.7951×100%图5-16输入电压70V时输入输出电流波形经过计算，输出电流的纹波率为0.00635430.7552×100%纹波率越低，说明电流波动越小，电源输出越稳定。输入输出电流纹波率均低于3%，属于较低水平，优于大多数工业级电源的典型指标。这表明输入侧的干扰被有效抑制；输出侧的负载调整率和动态响应性能良好，能够为后端设备提供稳定的电流供应。然后进行闭环仿真，将输入电压分别设置为20V、30V、40V、44V、51V、60V、70V，时间步长设置为4.5E-08，仿真总时间设置为0.12，测得闭环仿真下各个输入电压等级下电感电流波形如图5-17至图5-23所示。图5-17输入电压20V时电感电流波形图5-18输入电压30V时电感电流波形图5-19输入电压40V时电感电流波形a)Buck-Boost模式b)Boost模式图5-20输入电压44V时电感电流波形a)Buck-Boost模式b)Buck模式图5-21输入电压51V时电感电流波形图5-22输入电压60V时电感电流波形图5-23输入电压70V时电感电流波形与开环仿真类似，图中三条曲线周期一致，但峰值与谷值存在细微差异，可能是由于并联支路元件参数不完全匹配、仿真数值误差或控制策略在实际执行中的微小偏差所致，需进一步检查参数一致性与控制精度。测得闭环仿真下各个输入电压等级下输入输出电流波形如图5-24至图5-30所示。图5-24输入电压20V时输入输出电流波形经过计算，输出电流的纹波率为0.0015599731.2608×100%=0.005%，输入电流的纹波率为0.33573575.9379图5-25输入电压30V时输入输出电流波形经过计算，输出电流的纹波率为0.000420631.2567×100%图5-26输入电压40V时输入输出电流波形经过计算，输出电流的纹波率为0.00134531.2681×100%a)Buck-Boost模式b)Boost模式图5-27输入电压44V时输入输出电流波形Buck-Boost模式下：经过计算，输出电流的纹波率为0.00104531.4257×100%Boost模式下：经过计算，输出电流的纹波率为0.00152631.4756×100%a)Buck-Boost模式b)Buck模式图5-28输入电压51V时输入输出电流波形Buck-Boost模式下：经过计算，输出电流的纹波率为0.003047531.3944×100%Buck模式下：经过计算，输出电流的纹波率为0.007392731.3288×100%图5-29输入电压60V时输入输出电流波形经过计算，输出电流的纹波率为0.002913531.2591×100%=0.0093%，输入电流的纹波率为图5-30输入电压70V时输入输出电流波形经过计算，输出电流的纹波率为0.00335431.2652×100%输入输出电流纹波率均低于3%，属于较低水平。从整体上看，闭环控制的输入输出电流纹波率比开环低，说明闭环控制的抗干扰能力更强，闭环控制通过反馈机制实时监测输出并与输入比较，能及时提高系统的抗干扰能力，电流纹波率低说明其对诸如负载突变、电源波动等外部干扰的抑制效果更好，而开环控制无反馈调整机制，干扰易导致电流波动大、纹波率高。闭环控制的精度和稳定性更优，闭环控制能动态调整系统参数，使输出更接近理想值，电流纹波小意味着输出更平稳、控制精度更高。开环控制依赖预设参数，对元件特性变化敏感，易出现电流波动，稳定性和精度较差。综上，闭环控制凭借反馈调节机制，在抑制电流纹波、提升控制精度与稳定性方面显著优于开环控制，更能满足高性能电力电子系统的需求。结论本文以四开关Buck-Boost变换器为研究对象，主要目的为实现开关管的零电压开通及关断，达到ZVS的控制效果，采用四边形控制策略。利用四开关Buck-Boost变换器的三个控制自由度，使变换器工作在Boost模式、Buck-Boost模式、Buck模式三种工作模式下，对多自由度进行灵活控制，使电感电流波形接近于理想波形，从而利用电感电流的正向与负向流动对寄生电容进行充放电，从而达到软开关的控制效果。针对变换器工作过程通态损耗大的问题，本文提出了ZVS控制策略并有效将电感电流有效值将至较低值，从而大大降低了开关管的通态损耗。针对功率未能达到理想值的问题，本文采用了将四开关Buck-Boost变换器进行三级并联的方法，从而将输出功率从500W提升至1500W。本文研究内容可总结如下：（1）基于对变换器拓扑结构和工作过程的分析，研究四边形控制原理，学习了解软开关的实现过程，分析变换器在四个阶段的工作原理以及电感电流动态走向。阅读相关文献，运用现代设计、分析及仿真技术和相关软件，建立数学模型和仿真模型。（2）推导相关公式，利用MATLAB软件设计并计算出了电感值、最小电感电流值，死区时间范围、输入输出电容值，并根据仿真验证和损耗分析设置出最理想的最小电感电流和死区时间以满足设计需要，绘制出了各模式下输入，，三维关系曲线图，利用三维曲线图设计出了三种工作模式下的输入电压范围。（3）利用PSIM仿真软件，搭建了主电路和控制电路的仿真，每个工作模式取7组工况进行仿真。重点观察了电感电流波形、开关管驱动信号波形以及开关管电压波形（、），将所观察到的仿真波形与理论波形进行对比分析，重点观察四个开关管的软开关情况，验证所设计方案的可行性。输入电压为44V时，分别让其工作在Boost模式和Buck-Boost模式；输入电压为51V时，分别让其工作在Buck模式和Buck-Boost模式，以验证各模式的平滑切换。（4）在学校实验室进行了实验验证，根据设计参数完成器件选型以及相关元件的焊接，并在样机平台上通过示波器观察电感电流波形与PWM驱动信号波形，结合仿真波形与理论波形进行对比分析，验证控制方式的高效及有效性。本文对四开关Buck-Boost变换器的控制方式进行了研究，课题中仍存在一些问题需要进一步完善：（1）本课题主要研究方向为四开关Buck-Boost变换器工作在Boost模式和Buck-Boost模式下的性能。当变换器工作在Buck模式时，本控制策略具有一定的局限性，在输入电压51V及以上的输入电压等级下，ZVS控制效果不佳，从而影响电路的性能。（2）因变换器工作在Buck模式时存在一定局限性，输入电压为51V时，未能实现变换器从Buck-Boost模式下到Buck模式下的平稳过渡，多模式平滑切换控制策略未能完全实现。未来可探索将智能控制算法与现有的四边形控制策略相结合，进一步提升变换器在复杂工况下的动态响应速度与控制精度，实现更优的零电压开关（ZVS）效果，减少开关损耗的同时，增强系统对参数波动和外部干扰的鲁棒性。针对新能源汽车充放电、可再生能源微电网等对功率密度和效率要求极高的场景，开展针对性优化设计。研究变换器在宽输入输出电压范围、高功率密度需求下的适应性，推动其在新兴领域的实际应用。通过多维度的探索与改进，希望可以进一步提升四开关Buck-Boost变换器的性能、可靠性与适用性，推动其在电力电子领域的广泛应用与技术升级。参考文献李晖,刘栋,姚丹阳.面向碳达峰碳中和目标的我国电力系统发展研判[J].中国电机工程学报,2021,41(18):6245-6259.JuC,WangP,GoelL,etal.ATwo-LayerEnergyManagementSystemforMicrogridsWithHybridEnergyStorageConsideringDegradationCosts[J].IEEETransactionsonSmartGrid,2018,9(6):6047-6057.KhanMA,HusainI,SozerY.ABidirectionalDC–DCConverterWithOverlappingInputandOutputVoltageRangesandVehicletoGridEnergyTransferCapability[J].IEEEJournalofEmergingandSelectedTopicsinPowerElectronics,2014,2(3):507-516.刘琦,时雷雷,徐奇,等.四开关升降压变换器高效控制策略研究与设计[J].中国电机工程学报,2025,45(02):690-704.DOI:10.13334/j.0258-8013.pcsee.231719.周宗杰.四开关Buck-Boost变换器ZVS控制策略研究[D].浙江大学,2019.贾磊磊.H桥Buck-Boost变换器多模式运行优化控制技术研究[D].燕山大学,2022.K.A.OgudoandP.Umenne,"DesignofaPVBasedPowerSupplywithaNonInvertingBuck-BoostConverter,"2019IEEEPES/IASPowerAfrica,Abuja,Nigeria,2019,pp.545-549,doi:10.1109/PowerAfrica.2019.8928656.keywords:{Batteries;Mathematicalmodel;Solarpanels;Voltagecontrol;Resistance;Switches;Capacitance;Buck-boostconverter;DC-DCconverter;Photovoltaic(PV)System;Solarchargecontroller;SIMetrixsoftware},LEEYJ，KHALIGHA，EMADIA.Acompensationtechniqueforsmoothtransitionsinnon-invertingbuckboostconverter［C］//2009Twenty-FourthAnnualIEEEAppliedPowerElectronicsConferenceandExposition，WashingtonDC，USA，2009：608-614.贾磊磊,孙孝峰,潘尧,等.非反向Buck-Boost变换器的多模式定频双向ZVS控制策略[J].太阳能学报,2022,43(12):11.DOI:10.19912/j.0254-0096.tynxb.2021-0688.]刘琦,时雷雷,徐奇,等.四开关升降压变换器高效控制策略研究与设计