【《基于CMOS的低压差线性稳压器的仿真分析案例》3700字】

基于CMOS的低压差线性稳压器的仿真分析案例目录TOC\o"1-3"\h\u9336基于CMOS的低压差线性稳压器的仿真分析案例 1279161.误差放大器的仿真 1182292.带隙基准源的仿真 5195792.1运算放大器仿真 5130782.2低压电阻分流型带隙基准源仿真 9181563.低压差线性稳压器电路整体仿真 14296084.小结 171.误差放大器的仿真由上文所述，LDO模块中的误差放大器模块需要有较高的增益和电源抑制比，使得LDO的性能较好且输出电压保持稳定。误差放大器交流小信号及瞬态特性仿真小信号仿真电路图如图4-1所示，其小信号仿真结果曲线如图4-2所示，瞬态仿真结果如图4-3所示。图4-1误差放大器小信号仿真电路图图4-2小信号仿真曲线图4-3瞬态特性仿真由图4-2的仿真结果来看，本设计所设计的误差放大器的增益为89.13dB，相位裕度为70.85deg。由仿真结果曲线可以看出，误差放大器的输出摆幅大约为1V。误差放大器噪声性能仿真误差放大器的噪声特性仿真电路图如图4-4所示，其仿真结果如图4-5所示。图4-4误差放大器噪声仿真电路图图4-5误差放大器噪声仿真曲线由图4-5的仿真曲线可以看出，10kHz时的等效输入噪声为65.55nVHz。误差放大器电源抑制比仿真误差放大器的电源抑制比的定义为电源电压的相对变化与输出电压的相对变化的比值，用PSRR表示。电源抑制比被用于表征在电源不稳定时输出保持稳定的能力，PSRR越高，输出电压受电源的影响越小。因此我们希望误差放大器的PSRR在一定的频率范围内越大越好。本文设计的误差放大器的PSRR仿真电路图如4-6所示，仿真结果如图4-7所示。图4-6电源抑制比仿真电路图图4-7电源抑制比仿真曲线从图4-7上可以读出，在100kHz时，本文设计的误差放大器的电源抑制比为54.75dB，在低频时其电源抑制比接近90dB。误差放大器共模抑制比仿真误差放大器对差模信号增益与对共模信号增益的比值被定义为共模抑制比。为了抑制零点漂移，要求尽可能地使得共模抑制比越大越好，所以我们要尽可能地使共模增益越小越好，而差模增益越大越好。综上所述，共模抑制比越大，电路性能就越优良。如图4-8为共模抑制比的仿真电路图，图4-9为共模抑制比的仿真结果曲线。图4-8共模抑制比仿真电路图图4-9共模抑制比仿真结果曲线从图4-9上可以得出，在100kHz时的共模抑制比的值为103.2dB。在1MHz时共模抑制比开始下降，在低频时共模抑制比基本保持在108dB左右。2.带隙基准源的仿真带隙基准电路含有运算放大器以及基准产生电路，下面我们分别对这两个部分进行仿真说明。2.1运算放大器仿真由前述，运算放大器的性能影响着带隙基准源的性能，其仿真方式和参数指标与误差放大器相同。本设计将开启电路也一并设计到运算放大器电路中去。开启电路仿真开启电路的开启仿真结果如图4-10所示。图4-10电路开启特性仿真结果由图可以看出，当电源电压处于正常电压3.3V时，电路的电流稳定在12.21μA。在电源电压上升过程中达到1.5V时，电路电流在几微秒内迅速降低并保持在正常工作的电流值左右，误差不超过2个微安。因此可以视为当电源电压提升至正常工作值的50%时，电路即可正常开启。运算放大器小信号及瞬态仿真小信号仿真电路图如图4-11所示，其小信号仿真结果如图4-12所示，瞬态仿真结果如图4-13所示。图4-11运算放大器小信号仿真电路图图4-12运算放大器小信号仿真结果曲线图4-13运算放大器瞬态仿真曲线由图4-12的仿真结果来看，本设计所设计的运算放大器的增益为102.5dB，相位裕度为64deg。由仿真结果图4-13可以看出，运算放大器的输出摆幅大约为0.3V运算放大器噪声仿真如图3-14为运算放大器的噪声仿真电路图，图3-15为运算放大器的噪声仿真结果。图3-14运算放大器噪声仿真电路图图3-15运算放大器噪声仿真曲线从图3-15曲线可以看出，在10kHz下运算放大器的输入噪声为73.14nVHz。在100kHz时运算放大器的输入噪声为28.2nV运算放大器电源抑制比仿真与前述相同，本文设计的运算放大器的电源抑制比仿真电路如图4-16，如图4-17为电源抑制比仿真结果曲线。图4-16运算放大器电源抑制比仿真电路图图4-17运算放大器电源抑制比仿真曲线从图4-17上可以读出，在100kHz时，本文设计的运算放大器的电源抑制比为79.38dB，在低频时（低于10kHz）其电源抑制比高于100dB。运算放大器共模抑制比仿真如图4-18为共模抑制比的仿真电路图，图4-19为共模抑制比的仿真结果曲线。图4-18共模抑制比仿真电路图图4-19共模抑制比仿真结果曲线从图4-19可知，在100kHz时，运算放大器的共模抑制比为73.66dB。在低频时（低于10kHz）其共模抑制比高于100dB。2.2低压电阻分流型带隙基准源仿真带隙基准源主要对温度特性以及电源抑制比（或电压调整率）进行仿真分析，以此来确定电阻阻值。在本设计中，两组三极管数量之比为8。电阻变量仿真如图4-20为理想状态下以三极管串联电阻为变量所得到的一系列温度曲线。图4-21为对电阻进行优化后所得到的结果。图4-20理想状态不同串联电阻下的温度曲线图4-21理想状态对温漂优化结果由图4-20可知，固定并联分压电阻为330kΩ，当串联电阻为37.2kΩ时，电路的温度曲线接近水平，近似可以视为输出电压具有零温度系数。之后以分压电阻和串联电阻为变量对温漂进行优化，最终可以得出理想状态下分压电阻为329.1kΩ，串联电阻为37.16kΩ时，温漂具有最小值5.377ppm℃。图4-22为采用实际工艺下的串联电阻的宽长比为变量所得到的一系列温度曲线。图4-23为对这种情况下以电阻宽长比为变量进行优化后所得到的结果。图4-22实际工艺下的一系列温度曲线图4-23实际工艺下的优化结果由图4-22可以看出，固定电阻宽度为2μm，当长为20.61μm时，可以视为此时输出电压具有零温度系数。如图4-23所示，再进一步对电阻进行优化，最终可以得出实际工艺下分压电阻为宽长比为2μ25.18μ（s：32），串联电阻为2μ20.63μ（s：3）时，温漂具有最小值4.377ppm℃。温度系数仿真由图4-24所示为LDO的基准产生电路输出电压的温度特性仿真曲线，图4-25为带隙基准源温度特性仿真曲线图。温度系数反映了输出电压随温度变化的情况，其系数越小，输出信号就越不容易受到温度的干扰，带隙基准源的性能就越优良。其计算公式为： TCF=图4-24输出电压温度特性曲线图4-25温度特性曲线仿真电路图从图中可以看出，在温度从-50℃到125℃的变化范围之内，输出电压受温度的影响变化范围约为0.3mV，相较于输出电压的大小可忽略。可近似视为其温度系数为零。最终计算得本文设计的带隙基准源的温漂为4.377ppm℃。电源抑制比仿真如图4-26为带隙基准源的电源抑制比仿真电路图，图4-27所示为本文所设计的bandgap电源抑制比仿真曲线。图4-26带隙基准源电源抑制比仿真电路图图4-27电源抑制比仿真曲线带隙基准源的电源抑制比定义为带隙基准源对于输入波纹的抑制能力。正常工作时，带隙基准源的电源增益为0，因此带隙基准源的电源抑制比为电源电压为交流小信号时的电路增益。因此由图4-27可知，本文所设计的带隙基准源在100kHz时约为-60dB，在低频时（低于10kHz）在-80dB以上。3.低压差线性稳压器电路整体仿真根据以上对各个模块的设计与分析，对最后设计的低压差线性稳压器进行温度特性、电源抑制比、降低电压以及线性调整率等参数的仿真。降低电压如图4-28所示为本文所设计的稳压器的静态特性的仿真电路原理图，可用于仿真降低电压、线性调整率以及温度特性。图4-29为LDO的降低电压仿真结果曲线。图4-28LDO静态特性仿真电路图图4-29LDO降低电压仿真结果曲线由图4-29所示，输入电压从零到10V，LDO在输入达到3.5V以上时可以正常工作，此时的输出电压可以近似稳定在2.5V。这表明本文所设计的LDO可以使输出信号稳定在2.5V左右。且可以看出稳定输出时与输入电压之间的最小压差为1V。满足预期的设计要求。线性调整率如图4-30所示为LDO的线性调整率的仿真结果曲线。图4-30LDO线性调整率仿真曲线图4-30中最上方的曲线为输出电压随输入电压变化曲线，第二条曲线是LDO的输入信号曲线，最下方是输出曲线的导数与输入曲线导数的比值。根据线性调整率的定义式SL电源抑制比图4-31所示为LDO的PSRR仿真电路原理图，图4-32为本文所设计的LDO的PSRR的仿真特性曲线。对于LDO的电源抑制比，是用于电路对于输入信号噪声的抑制能力的大小的一个值。LDO的电源抑制比指的是输出信号与输入信号在一个频率范围内的比值，其公式为： PSRR=Vo_ripple图4-31LDO电源抑制比仿真电路图图4-32电源抑制比仿真曲线如图4-32所示最上方曲线为LDO的输入小信号时的处理能力，第二条曲线为理想的正常工作状态下LDO的输入输出的增益，最后一条曲线为LDO的输出信号增益与输入信号增益比值曲线。可以看出在10MHz时其增益为最大值-35.34dB。在低频时（小于10kHz），其增益小于-41.35dB。温度特性图4-33为LDO的温度特性曲线，图4-34为LDO的ppm的测量值。图4-33LDO的温度特性曲线图4-34LDO的ppm测量值如图4-33所示，在温度从-50到125℃的变化范围之内输出信号的变化范围小于2mV。相对于输出电压2.5V