【《碳化硅电机控制器桥臂串扰问题分析》4700字】

碳化硅电机控制器桥臂串扰问题分析目录TOC\o"1-3"\h\u25467碳化硅电机控制器桥臂串扰问题分析 1127711.1SiC-MOSFET桥臂串扰产生机理分析 1107221.2SiC-MOSFET桥臂串扰抑制方法及原理 5113741.3仿真结果与分析 7由于碳化硅功率器件比传统硅基功率器件在开关速度、损耗以及耐压等级上具有明显优势，因此在新能源电机驱动领域具有广泛的应用前景。在三相桥式逆变电路中，当桥臂中功率器件的开关动作对同一桥臂的另一功率器件造成干扰，使其无法正常关断，会发生桥臂串扰现象，从而严重影响驱动电路的正常运行。SiC-MOSFET较高的开关速度会在桥式电路中产生较大的栅源电压变化率，由于内部寄生电容的存在，容易在电路内部产生较大的尖峰脉冲，当尖峰脉冲超过阈值电压时，使得原本关断的功率器件导通；同时SiC-MOSFET的阈值电压较低，更加加剧了桥臂串扰现象的发生。因此对驱动电路进行优化，抑制桥臂串扰现象的发生对碳化硅功率器件在电机驱动控制领域中的应用具有十分重要的意义。本章节通过对桥臂电路进行分析，提出一种新型有源钳位抑制电路，在不影响桥臂正常工作的前提下，通过在栅源之间增加辅助支路来达到抑制桥臂串扰的目的。1.1SiC-MOSFET桥臂串扰产生机理分析以三相桥式电路的一个桥臂上管开通与关断为例，来分析桥臂串扰的产生机理。图3-1为考虑寄生参数的桥式电路，其中SH、SL分别表示桥臂的上下SiC-MOSFET，DH、DL分别是上下管的内部寄生体二极管；Cgd-H、Cds-H、Cgs-H是上管的内部寄生电容，Cgd-L、Cds-L、Cgs-L是下管的内部寄生电容，Rg-H、Rg-L分别是上下功率器件的栅极电阻，Ls-H、Ls-L分别表示上下管的内部寄生电感，Ld表示桥式电路电感，LR为桥臂电路的负载电阻，Lc为负载滤波电容，VDC为直流侧供电电压。图3-1考虑寄生参数的桥式电路Figure3-1Bridgecircuitconsideringparasiticparameters在下管导通之前，上下2个功率管都处在死区关断时间，当此时相电流为负，该时间段电流流通如图3-2（a）所示，电流通过上管内部寄生体二极管DH续流，此时上管SH处于关断状态，电压为零。在下管导通瞬间，下管沟道会与上管体二极管换流，下管漏源电压迅速上升，上管漏源电压迅速下降，在这个过程中，上管栅源电压Vgd会对栅漏电容Vgd反向充电，但是由于SiC-MOSFET的栅极电阻比较小，会导致Rg-H上的电压也比较小，使得上管栅源间电压Vgs上升比较快，也就是dVgs/dt的值会比较大，会在上桥臂形成如图3-2（b）所示的电流，该电流在为上管Cgs-H充电的同时流经上管栅极电阻Rg-H，在Rg-H上形成正的尖峰脉冲，由于SiC-MOSFET的阈值电压偏低，当产生的尖峰脉冲超过SiC-MOSFET的阈值电压时，会引起上管部分导通，这样会使整个桥臂的上下2个功率器件同时导通，形成直通现象。在下管关断瞬间，上桥臂漏源极两端电压突变为0，上管漏源极间电容Cgs-H使下桥臂产生一个负的尖峰脉冲，如果这一负向电压尖峰的值超过下管栅源极所能承受的最大负压，同样会影响功率器件的正常使用。（a）死区时间电流续流通路(a)Deadtimecurrentfreewheelingpath（b）下管开通上管误导通电流通路(B)Thelowertubeopenstheuppertubeandmisleadsthecurrentpath图3-2相电流为负时上管误导通电路图Figure3-2Theuppertubemis-turnoncircuitdiagramwhenthephasecurrentisnegative同理，当相电流为正时上管导通瞬间，上管漏源电压上升，下管漏源电压下降，下管栅漏电容Vgd充电之后形成电流，电流流经下管栅极电阻形成栅极电压，从而对下管产生串扰引发下管的误导通，其电流流通图如图3-3所示。具体的分析过程与相电流为负时下管导通引起的上管误导通类似。（a）死区时间电流续流通路(a)Deadtimecurrentfreewheelingpath（b）上管开通下管误导通电流通路(b)Theuppertubeopensandthelowertubemisleadsthecurrentpath图3-3相电流为正时下管误导通电路图Figure3-3Circuitdiagramofthelowertubemis-turnonwhenthephasecurrentispositive表3-1给出几种Si/SiC功率器件阈值电压和最大允许负电压，从中可以看出SiC-MOSFET的阈值电压和最大允许负电压都要明显低于Si-IGBT，所以在开关速度很快的情况下，基于SiC功率器件的电机驱动桥臂串扰现象更严重。一方面是由于SiC本身的材料特性，使得SiC-MOSFET的开关频率本身就比较高，高开关频率使得SiC-MOSFET内部寄生电容2端的电压变化比较快，从而会在桥臂上形成电流，电流流经功率器件的栅极电阻形成串扰电压。另一方面，低阈值电压虽然可以使SiC-MOSFET更快导通，但是负的串扰电压也更容易超过功率器件的最大允许负压，从而会降低功率器件的可靠性。表3-1几种Si/SiC功率器件阈值电压和最大允许负电压Table3-1ThresholdvoltageandmaximumallowablenegativevoltageofseveralSi/SiCpowerdevices制造商器件类型器件型号VDS/ID(T=100℃)Vgs-max-/V(T=25℃)Vgs-max-/V(T=25℃)CREESiC-MOSFETC2M0045170D1700/482.6-10CREESiC-MOSFETCMF101201200/592.4-10RohmSiC-MOSFETSCH2080KE1200/222.8-6IXYSSi-MOSFETIXFK20N120P1200/205.0-30IXYSSi-IGBTIXYA20N120C3HV1200/205.0-30InfineonSi-IGBTIKW20N60H3600/205.1-20图3-4下臂串扰导通等效电路图Figure3-4Theequivalentcircuitdiagramoflowerarmcrosstalkconduction 为了能够准确分析影响功率器件桥臂串扰的关键因素，对原有的桥式电路进行简化。在原电路中，构建电压电流关系时同时存在电感和电容的影响，所列写的方程是一个二阶动态线性电路。然而通过以上分析可知，内部寄生电感对于串扰电压的影响并不大，因此可以忽略电感的影响，将电路的数学模型转化为一阶函数，得到如图3-4所示的等效电路图，。分别对3个回路列写电流方程，如式3-1、3-2、3-3所示：Cdsi2Rg通过公式3-1、3-2、3-3求解微分方程组，则串扰发生时栅源极电压Vgs如式3-4所示：Vgs从式3-4中可以看出，发生桥臂串扰时，功率器件两端的栅源电压与该功率器件的漏源电压变化率成正比，即功率器件的开关频率越大，产生的串扰电压幅值越大。如果我们从减小串扰电压幅值的角度来减小功率管的开关频率，实际上这种选择不仅会增加功率器件的导通损耗，同时也未能发挥SiC功率器件的高频特性优势。假设当漏源极电压达到最大值，则栅源串扰电压也达到最大值。最大串扰电压表达式如式4-5所示：Vgs为了能够体现SiC功率器件高速开关的特性，假设漏源级间电压变化率为定值，且为接近无穷大时，栅源极串扰电压的极大值如式4-6所示：limdV/dt→∞1.2SiC-MOSFET桥臂串扰抑制方法及原理根据上述对SiC-MOSFET桥臂串扰产生机理以及关键参数的分析，目前国内外研究学者已经对如何抑制SiC-MOSFET桥臂串扰现象展开了研究。现在普遍的抑制方法分为无源抑制和有源抑制。文献[50-51]分别对开关管采用负压关断和负压驱动的抑制方法，该方法可以栅源串扰电压降低在一个相对安全范围，得到抑制串扰现象的目的。但是由于SiC-MOSFET自身的阈值电压和负压安全电压本身就小，导致该方法应用局限性较大，同时该方法需要添加单独电源为功率器件供电，会增加电路的复杂程度。文献[52-53]根据公式3-6的思路，在功率管的栅源极间添加电容，通过增加的电容使整个功率管栅源电容增大，同时能在发生串扰时为感应电流分流，从而可以避免串扰现象的发生，但是栅源电容的增大会影响到功率管的开关速度，同时使开关和导通损耗增加。文献[54-55]提出通过在功率器件栅极处增加栅极驱动电路的方法来降低漏源电压的变化率，从而达到抑制串扰的目的，该方法增大了栅极电阻从而进一步增加器件的开关损耗，同时由于漏源电压变化率很难观测，同时增加电路复杂度。文献[56-59]通过在栅源之间添加功率开关，在串扰产生过程中，通过控制其开通与关断，消除电位上升，较小驱动回路阻抗，达到抑制串扰的目的。但是该方案会添加额外功率开关器件，增加电路的复杂程度。图3-5改进型有源抑制电路Figure3-5Improvedactivesuppressioncircuit通过对上述文献的分析与研究，本文提出改进型有源钳位电路抑制桥臂串扰的方法，添加辅助三极管和辅助电容结合的新型驱动电路来抑制桥臂串扰问题的出现。如图3-5所示为改进型有源抑制单一桥臂电路图，相对于传统SiC-MOSFET驱动电路，在栅源极间并联辅助支路，三极管VT的作用是判断流经驱动电阻的大小，同时附加的辅助电容可以在桥臂串扰发生时替代原来的栅源电容，使得该支路导通，达到抑制串扰的目的。假设当桥臂中的上管处于导通瞬间，下管辅助功率管VT会同时导通。辅助功率管的寄生电容通常要比功率器件的寄生电容小一个数量级，因此该辅助电路对上管功率器件的开关过程的影响可以忽略不计，辅助电容会直接与下管功率器件的栅源端子连接，且较大的电容可以在上管导通瞬间为下桥臂感应的电流提供一个低阻抗回路，此时下管的栅源电压将被最小化，从而可以达到抑制串扰现象的目的。等到上管导通状态结束，关断瞬间，由于上管的辅助功率管是关断状态的，因此上管关断时不会产生任何影响。电流将从下管辅助支路流过，下管栅源极产生的负压会变小，从而可以减小上管关断产生的负压对整个桥臂的影响。采用该方法后，发生串扰现象时栅源电压的表达式为：Vgs当漏源电压变化率最大时，串扰电压为最大值，即：Vgs−max为了体现碳化硅功率器件的高速开关特性，设定dVlimdV为了进一步证明该方法的可行性，在直流母线为500V，串扰电阻为30Ω的情况下，对串扰问题进行定性分析，利用CREE公司的C2M0025120D型号的SiC-MOSFET主要电气参数以及上述分析可知，对于传统栅极驱动电路来说，串扰电压的理论值为2.5V(由式3-6可得)，由于C2M0025120D的阈值电压为1.9V，栅源最大负压为-5V，则最大串扰电压之和应该小于6.9V，根据式3-9可得，辅助电容的最小值应大于80pF，同时由辅助电容也不能过大，会影响到功率器件的正常运用，因此由上式分析可知，当辅助电容的容值超过15nF的时候，辅助电路的抑制效果将会减弱。因此辅助电容取80pF-15nF之间可以有效帮助辅助电路抑制串扰。1.3仿真结果与分析为了进一步验证该方法的可行性，在电路仿真软件LTspice中搭建双脉冲测试电路，对比所提方法的准确性。由于本论文采用的SKM500MB120SC是一款半桥功率模块，SEMIKRON公司未提供该模块的内部型号LTspice仿真模型，本章节采用CREE公司的C2M0025120D型号的SiC-MOSFET，采用CREE公司提供的LTspice仿真模型，在LTspice搭建双脉冲测试电路，同样能够测试本章节所研究的新型有源钳位抑制电路的有效性以及SiC-MOSFET的器件特性。LTspice是由凌力尔特公司(LinearTechnologyCorporation)推出的电路仿真软件，可以设计从简单到复杂的各种功率器件，然后通过内置的编译器和模拟器的帮助进行电路模拟，以评估其有效性。由于内部集成SPARSE矩阵求解器，因此仿真速度相较于普通Spice有很大的提高，在同样精度下，对大中型电路的仿真速度提高了3倍。目前新能源汽车母线电压等级一般为400V及以上，为了更贴近现实工况，这里设定仿真电路的输入母线电压为500V。通过在LTspice搭建2种电路，一种是没有采用抑制方法的电路，一种是采用新型有源钳位抑制电路的电路，如图3-6、3-7所示，通过对比验证抑制电路的准确性，辅助电容选择为2.5nF，负载电流为3A，第一个脉冲的持续时间为10us，第二个脉冲的时间为0.5us，2个脉冲之间的延迟时间为0.5us。图3-6未采用抑制方法的电路Figure3-6Circuitwithoutsuppressionmethod图3-7串扰抑制电路LTspice电路图Figure3-7Crosstalksuppre