【三相并网逆变器的系统设计案例3200字】

三相并网逆变器的系统设计案例 1 1 2 4 61.1控制策略概述双闭环控制系统中的电流内环的控制目标是控制交流测电流的有功分量和调节器决定采用PI调节器。电压外环的控制目标是保证直流侧电压不变，但由本课题采用电压矢量定向控制方案，其全称是基于d-q轴同步旋转坐标系的电压矢量控制方案，其主要思想是，让电网的电压Un与两相旋转坐标系d-q的d轴重合，把对交流测侧相电流的控制转化为对电流in在投影在d轴和q轴上的有功分量和无功分量的控制，从而简化整个三相并网逆变器的控制器的设计291。这种简化的控制结构的结构图如图3-1所示。Ugc*图3-1控制结构图因本系统无需电压外环，所以可以直接将ia*也看作输入量，与另一个输入量iq*一起，作为指令电流，与经过锁相环处理的交流测电流比较，它们的差值经过电流PI调节器的处理后，利用Park变换换成三相正弦交流分量，然后输出到基于载波相移技术的调制模块中，与选定的三角载波进行调制，就可以得到相应的各相的开关控制信号。如果差值信号为正(交流测电流小于指令电流),则下桥臂开关元件就会导通，使得交流测相电流增加，相反，如果差值信号为负(交流测电流大于指令电流),则上桥臂开关元件就会导通，使得交流测相电流减小。交流测电流波形的正弦因数与三角波的频率有关，三角波频率越高，指令电流信号的正弦波形就越好，则正弦因数也就越高。1.2坐标变换与锁相环模块的设计在图3-1所示的控制方案里，要先进行坐标变换，才可以得到电流调节器的控制信号。本系统拟先对在三相三相静止坐标(a,b,c)的交流测电压ua、Ub、uc和电流ia、b、ic进行坐标变换，变换成二相静止坐标(a,β)下的α和β,再令二相静止坐标(a,β)转换成二相旋转坐标(d,q),如图3-2所示。其中λ角是电压矢量Un的定向角，它的正弦值和余弦值的计算公式如下：根据前文，先对在三相三相静止坐标(a,b,c)的交流测电压ua、Ub、uc和电流ia、b、ic进行坐标变换，变换成二相静止坐标(a,β),变换公式如下：从图3-2可知，三相静止坐标(a,b,c)转换成二相旋转坐标(d,q)时，d轴的定向角λ是一个时变的角，而锁相环，就可以求出时变的定向角。而根据式3-1得出的α、β,便可很容易地求出时变角wto53位角可直接用上述锁相环所求得的wt。根据上述原理，可在MATLAB/Simulink中搭建如图3-3所示的锁相环与坐标变换模块。将式2-7转换到二相旋转坐标(d,q)下，有：电网电压矢量在q轴的分量eq=0,则可知，q轴是无功分量的参考轴，而d轴有根据三相并网逆变器在二相旋转坐标(d,q)下的数学模型，即式3-4,不在电流调节器采用PI控制器的时候，可以采用前馈解耦控制策略，那么式3-4由式3-5可以看到，基于前馈的的控制算法可以使三相并网逆变器的电流控qd基于式3-5和图3-4所示原理，即可轻易在MATLAB/Simulink中搭建出相应的电流PI调节器，如图3-5所示。k-2在采样控制理论中，有一个十分重要的原理：冲量(窄脉冲的面积)相等而而PWM控制技术则是基于此原理的一种波形调制技术。将正弦半波分成N如图3-6所示。根据面积等效原理，正弦半波与PWM波是等效的，而脉冲宽度按正弦规律变化，所以和正弦波等效的PWM波形，也叫做SPWM(Sinusoidal个周期内的脉冲数，计算出PWM波形中各脉冲的间隔和宽度，然后根据计算结果去控制各开关器件的通断，就可以得到所期望的PWM波形，这就是所谓的计本课题拟采用调制法得到PWM波。三相并网逆变器所要求输出在实际应用中，PWM控制方式有两种，分别是单极性PWM控制方式和双极性PWM控制方式两种。单极性PWM控制方式是在正弦波在半个周期内，三两种极性变化的调制方式，如图3-7(a)所示。采用单的PWM波有Ua、0、-Ua三种电平。双极性PWM控制方式与单极性PWM控制所示。采用单极性PWM控制方式所调制的PWM波只有Ua和-Ua两种电平。两在如图2-2所示的三相逆变器中，a、b、c三相的PWM控制共用同一个三角载波，三相的调制波是分别相差120°的正弦波。根据前文阐述过的并网逆变相桥臂只有两种开关模式，因此三相并网逆变器共有2×2×2=8种开关模式。按图2-2所示的三相逆变桥，上桥臂的开关器件有VT1、VT3、VT5和VD1、VD3、VD5,下桥臂的开关器件有VT2、VT4、VT6和VD2、VD4、VD6,则8种模式如表3-1所示。开关模式1234导通器件开关模式5678导通器件其中，当三相逆变器处在模式7和模式8的时候，交流测的三相线电压等于0,所以把模式7和模式8称为“零模式