【《三相并网逆变器的系统设计案例》3200字】

三相并网逆变器的系统设计案例目录TOC\o"1-3"\h\u15843三相并网逆变器的系统设计案例 1327211.1控制策略概述 1326121.2坐标变换与锁相环模块的设计 2270761.3电流调节器的设计 49651.4调制环节的设计 51.1控制策略概述本课题拟采用双闭环控制的策略控制三相并网逆变器，所谓双环控制，由电流内环控制和电压外环控制组成。双环设计一般遵循先设计内环再设计外环的原则，设计过程有两个步骤，第一，选择一个可以保证系统稳定，且同时可以满足控制精度要求控制器的结构；第二，设计出满足动态性能指标的控制器参数[28]。双闭环控制系统中的电流内环的控制目标是控制交流测电流的有功分量和无功分量，为了提高系统稳定性，满足快速调节和控制交流测电流的要求，电流调节器决定采用PI调节器。电压外环的控制目标是保证直流侧电压不变，但由于本课题是要完成一个并网逆变器，直流侧为稳定的电压源，所以无需设计电压外环。本课题采用电压矢量定向控制方案，其全称是基于d-q轴同步旋转坐标系的电压矢量控制方案，其主要思想是，让电网的电压UN与两相旋转坐标系d-q的d轴重合，把对交流测侧相电流的控制转化为对电流IN在投影在d轴和q轴上的有功分量和无功分量的控制，从而简化整个三相并网逆变器的控制器的设计[29]。这种简化的控制结构的结构图如图3-1图3-1控制结构图因本系统无需电压外环，所以可以直接将id∗也看作输入量，与另一个输入量1.2坐标变换与锁相环模块的设计在图3-1所示的控制方案里，要先进行坐标变换，才可以得到电流调节器的控制信号。本系统拟先对在三相三相静止坐标（a，b，c）的交流测电压ua、ub、uc和电流ia、ib、ic进行坐标变换，变换成二相静止坐标（α，β）下的α和β，再令二相静止坐标（α，其中λ角是电压矢量UN根据前文，先对在三相三相静止坐标（a，b，c）的交流测电压ua、ub、uc和电流ia、ib、ic据此便可求出相应的α和β。图3-2d-q旋转坐标变换从图3-2可知，三相静止坐标（a，b，c）转换成二相旋转坐标（d，q）时，d轴的定向角λ是一个时变的角，而锁相环，就可以求出时变的定向角。而根据式3-1得出的α、β，便可很容易地求出时变角ωt。求出ωt后，再将交流侧电压ua、ub、uc的二相静止坐标（α，β）转换成二相旋转坐标（d如此，便完成了交流侧电压ua、ub、图3-3锁相环与坐标变换模块交流侧电流ia、ib、ic的坐标转化与电压的1.3电流调节器的设计将式2-7转换到二相旋转坐标（d，q）下，有：其中，ω是基波的角频率。则式3-4即为并网逆变器在二相旋转坐标（d，q）下的数学模型。根据电压矢量定向控制方案，令d轴与电网电压矢量同轴，那么电网电压矢量在q轴的分量eq=0，则可知，q轴是无功分量的参考轴，而d轴有功分量的参考轴，这令独立控制有功、无功分量的控制目标得以轻松实现。根据三相并网逆变器在二相旋转坐标（d，q）下的数学模型，即式3-4，不难看出其在d轴和q轴的分量互相耦合，这会令控制器的设计难度大大增加。所以，为了降低设计控制器的难度，更容易实现对电流调节器的控制，应当先解耦。在电流调节器采用PI控制器的时候，可以采用前馈解耦控制策略，那么式3-4可以改写成：由式3-5可以看到，基于前馈的的控制算法可以使三相并网逆变器的电流控制器实现解耦，三相并网逆变器的电流内环解耦控制结构如图3-4所示。图3-4电流内环解耦控制结构基于式3-5和图3-4所示原理，即可轻易在MATLAB/Simulink中搭建出相应的电流PI调节器，如图3-5所示。图3-5电流PI调节器模块1.4调制环节的设计在采样控制理论中，有一个十分重要的原理：冲量（窄脉冲的面积）相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其基本效果相同，这就是所谓的面积等效原理。而所谓的基本效果相同，指的是该环节得到的响应波形基本上是一样的。如果用傅里叶变换来分析各输出波形，则其仅在高频段稍微有些差别，而在低频端则是非常接近的。而PWM控制技术则是基于此原理的一种波形调制技术。将正弦半波分成N个脉冲顶部是曲线、宽度相等，而幅值的大小则是与正弦曲线的幅值吻合，且互相连接的脉冲所组合而成波形，若将这些脉冲序列用相同数量的，幅值相等但是宽度有所差别的矩形波代替，且令各脉冲序列的中点与其对应的矩形波的中点重合，且使脉冲系列部分与其对应的矩形波的冲量相等，所得到的便是PWM波形，如图3-6所示。根据面积等效原理，正弦半波与PWM波是等效的，而脉冲宽度按正弦规律变化，所以和正弦波等效的PWM波形，也叫做SPWM（SinusoidalPWM）波形。图3-6用PWM代替正弦半波根据以上原理，可以根据交流测电路的正弦输出电压波形的幅值、频率和半个周期内的脉冲数，计算出PWM波形中各脉冲的间隔和宽度，然后根据计算结果去控制各开关器件的通断，就可以得到所期望的PWM波形，这就是所谓的计算法，与之相对应的是调制法。调制法是将所期望得到的波形作为调制信号，然后载波是接受调制的信号，通过信号波的调制，就可以得到想要的波形的。本课题拟采用调制法得到PWM波。三相并网逆变器所要求输出的波形自然是三相正弦波，所以调制波毫无疑问是正弦波。至于载波，因为等腰三角波在任一点的水平方向上都左右对称，并且其宽度和高度呈现良好的线性关系，当正弦波与其相交时，如果令逆变器中开关元件的开关受其交点的控制，那么所得脉冲的宽度就与正弦波的幅值成正比，这与PWM控制的要求很好的吻合了，所以，本课题选取等腰三角波为载波。在实际应用中，PWM控制方式有两种，分别是单极性PWM控制方式和双极性PWM控制方式两种。单极性PWM控制方式是在正弦波在半个周期内，三角载波只在正极性或者负极性中的某一种内变化，而不会在半个正弦周期内出现两种极性变化的调制方式，如图3-7(a)所示。采用单极性PWM控制方式所调制的PWM波有Ud、0、-Ud三种电平。双极性PWM控制方式与单极性PWM控制方式相反，在半个正弦周期内，三角载波既有正极性，又有负极性。如图3-7(b)所示。采用单极性PWM控制方式所调制的PWM波只有Ud和-Ud两种电平。两种方法在单相逆变器中均适合使用，而在三相并网逆变器中普遍使用的则是双极性PWM控制。图3-7单极性与双极性PWM控制方式波形在如图2-2所示的三相逆变器中，a、b、c三相的PWM控制共用同一个三角载波，三相的调制波是分别相差120°的正弦波。根据前文阐述过的并网逆变器的工作原理，可知任一时刻同一桥臂只有上桥臂通或者只有下桥臂通，所以每相桥臂只有两种开关模式，因此三相并网逆变器共有2×2×2=8种开关模式。按图2-2所示的三相逆变桥，上桥臂的开关器件有VT1、VT3、VT5和VD1、VD3、VD5，下桥臂的开关器件有VT2、VT4、VT6和VD2、VD4、VD6，则8种模式如表3-1所示。表3-18种开关模式开关模式1234VT1(VD1)VT2(VD2)VT1(VD1)VT2(VD2)导通器件VT4(VD4)VT3(VD3)VT3(VD3)VT4(VD4)VT6(VD6)VT6(VD6)VT6(VD6)VT5(VD5)开关模式5678VT1(VD1)VT2(VD2)VT1(VD1)VT2(VD2)导通器件VT4(VD4)VT3(VD3)VT3(VD3)VT4(VD4)VT5(VD5)VT5(VD5)VT5(VD5)VT6(VD6)其