高频电子线路 课件 行鸿彦 第6-10章 高频正弦波振荡器-反馈控制电路

第六章高频正弦波振荡器思考高频振荡器在通讯系统用在哪些环节？本章内容6.6数字式正弦波发生器

6.7本章小节6.5负阻振荡电路6.1概述与导学6.2反馈振荡器基本原理6.4晶体振荡器6.3LC正弦波振荡器6.1概述与导学振荡器的分类振荡器正弦波非正弦波:产生三角波、锯齿波和矩形波等反馈型振荡器负阻型振荡器LC振荡器：三点式及三点式改进型晶体振荡器RC振荡器负阻器件+振荡回路高频正弦波振荡器的用途通信系统：发射机载波频率接收机本地振荡频率测量仪器：信号源数字系统：时钟信号高频能源：高频加热设备医疗仪器6.2反馈振荡器基本原理定义：从放大器的输出信号中取出一部分反馈到输入端作为输入信号，无需外部提供激励信号，能产生等幅正弦波输出称为反馈型振荡器。一、基本原理和平衡条件放大器的增益：反馈系数：闭环复增益：6.2反馈振荡器基本原理当闭环复增益为1时，反馈放大倍数趋于无穷大。一方面，即使输入信号为0，由于有无穷大的放大倍数，仍然有输出信号，另一方面，反馈信号和基本放大器的净输入信号相等，不需要外来输入信号，输入-放大-反馈流程可以持续下去。也就是说，也就是说在没有外加输入信号的情况下，该电路仍有输出电压，这就是振荡。平衡条件：振幅平衡条件：相位平衡条件：6.2反馈振荡器基本原理为了使振荡过程中输出的幅度不断增加，应使反馈回来的信号比输入到放大器的信号大，即振荡开始时应为增幅振荡：二、起振与稳定称为自激振荡的起振条件，也可写成分别称为起振的振幅条件和相位条件。6.2反馈振荡器基本原理为了产生等幅持续振荡，振荡器还必须满足稳定条件，保证所处的平衡状态是稳定的。振幅稳定条件：相位稳定条件：6.2反馈振荡器基本原理三、振荡电路的基本分析方法定性分析：从电路组成考虑，先检查振荡电路是否包含可变增益放大器和相移网络。再从相位条件出发，观察闭合环路是否是正反馈，具有负斜率的相频特性。定量分析：分析起振条件。性能分析：分析振荡器的频率稳定度，并提出改进措施。6.2反馈振荡器基本原理四、振荡器的频率稳定度频率稳定度就是为了衡量实际振荡频率与标称振荡频率偏离的程度。通过以下几个方面提高振荡器的频率稳定性为了减少温度变化对振荡频率的影响，最根本的办法是将整个振荡器或振荡回路置于恒温槽内，以保持温度的恒定采用性能良好的电压源供电，并采取退耦措施避免高频信号对电压源稳定性产生不良影响在主振级及其负载之间加一缓冲级减小晶体管和谐振回路之间的耦合，可以减小晶体管输出、输入电容的变化对谐振回路等效电容值的影响，从而使频率稳定度提高提高回路的品质因数Q。6.3LC正弦波振荡器一、三点式LC振荡器三点式(又称三端式)的振荡器,即LC回路的三个端点与晶体管的三个电极分别连接而成的电路。6.3LC正弦波振荡器三点式振荡器组成原则：满足三点式振荡器的组成原则(a)电容反馈振荡器,也称为考必兹(Colpitts)振荡器(b)电感反馈振荡器，也称为哈特莱（Hartley）振荡器6.3LC正弦波振荡器例1：在振幅条件已满足的前提下，用相位条件去判断如下振荡器是否能振荡？6.3LC正弦波振荡器（a）图中的三极管基极到集电极和发射极分别接有L的部分电感，故接了两个同性电抗元件，不符合“基反”的要求，也就不满足振荡的相位条件，不能振荡；（b）图中的L1和C1串联谐振回路如果呈感性失谐（设为L′），则三极管与L′、C2和C3的关系符合“射同基反”法则，也就是满足了振荡的相位条件，故能起振，振荡频率为其中w0为L1C1串联谐振频率。6.3LC正弦波振荡器例2：图为电容三端式电路中，C1=100pF,C2=300pF,L=50μH，试求电路振荡频率和维持振荡所必须的最小电压增益。6.3LC正弦波振荡器6.3LC正弦波振荡器二、改进型三点式LC振荡器1.克拉泼（Clapp）振荡电路为提高频率稳定度，必须设法减小晶体管极间电容的不稳定性对振荡器频率稳定度的影响，产生了克拉泼（Clapp）振荡电路。6.3LC正弦波振荡器谐振回路的等效电容：克拉泼电路的振荡频率几乎与无关，克拉泼电路的频率稳定度比电容三点式电路要好。电压反馈系数：从减少晶体管极间电容的影响出发，必须满足、远小于仅从振荡频率的稳定度考虑，越小越好，但是，过小会影响振荡器的起振。6.3LC正弦波振荡器二、改进型三点式LC振荡器2.西勒（Seiler）振荡电路在对克拉泼振荡电路的不足之处进行改进的基础，产生了西勒电路。6.3LC正弦波振荡器回路的等效电容：振荡频率改变上式中的即可改变振荡频率，只有保持不变，振幅起振条件就不会受破坏。6.3LC正弦波振荡器二、改进型三点式LC振荡器3.差分对管振荡电路在集成电路中，广泛采用如图所示的差分对管LC振荡电路6.3LC正弦波振荡器二、改进型三点式LC振荡器6.3LC正弦波振荡器二、改进型三点式LC振荡器振荡角频率：电路的总环路增益：起振条件：若忽略，则环路增益为：差分放大器的传输特性是双曲正切函数，随着输入电压的增加，一个管子进入截止，另一个管子进入限幅，也随之减小，利用放大器增益的非线性达到振荡器输出振幅的平衡，属于内稳幅。6.4晶体振荡器一、石英晶振的特性1.物理特性石英晶体的基本特性是它具有压电效应。依靠这种效应，可以将机械能转变为电能；反之，也可以将电能转变为机械能。2.电特性当晶体不振动时，可把它看成一个平板电容器称为静电电容C，它的大小与晶片的几何尺寸、电极面积有关，一般约几个pF到几十pF。当晶体振荡时，机械振动的惯性可用电感L來等效，一般L的值为几十mH到几百mH。6.4晶体振荡器一、石英晶振的特性2.电特性(a)当L、C、R支路发生串联谐振时，它的等效阻抗最小（等于R）。串联谐振频率用表示，石英晶体对于串联谐振频率fs呈纯阻性，谐振频率为。(b)当频率高于时L、C、R支路呈感性，可与电容C发生并联谐振，其并联频率用表示，谐振频率为6.4晶体振荡器二、石英晶体振荡电路1.并联型石英晶体振荡器(a)原理电路(b)交流通路6.4晶体振荡器二、石英晶体振荡电路1.并联型石英晶体振荡器当晶体的感抗等于C1、C2串联的容抗时，可确定振荡器的工作频率ωg,即要使振荡器的工作频率wg严格等于标称频率值，必须使6.4晶体振荡器二、石英晶体振荡电路2.串联型石英晶体振荡器6.4晶体振荡器二、石英晶体振荡电路2.串联型石英晶体振荡器当回路的谐振频率等于晶体的串联谐振频率时，晶体的阻抗最小，近似为一短路线，电路满足相位条件和振幅条件，故能正常工作；当回路的谐振频率距串联谐振频率较远时，晶体阻抗增大，是反馈减弱，从而使电路不能满足振幅条件，电路不能正常工作。6.5负阻振荡电路负阻振荡器是利用负阻器件抵消回路中的正阻损耗，产生自激振荡的振荡器。主要工作在100MH以上的超高频段。负阻器件可分为电压控制型和电流控制型两种。6.5负阻振荡电路

LC振荡回路与负阻器件有两种链接形式(a)电压控制型(b)电流控制型当正电导与负电导相等时，就能产生正弦波振荡，其谐振频率为起振条件：6.6数字式正弦波发生器直接数字频率合成（DDS）是一种把一系列数字形式的信号通过数/模转换器转换成模拟量形式的信号合成技术。DDS有两种基本合成方式：一种是根据正弦函数关系式，按照一定的时间间隔利用计算机进行数字递推关系计算，求解瞬时正弦函数幅值并实时的送入数/模变换器，从而合成出所要求的频率的正弦波信号。优点：电路简单、成本低的特点，并且合成信号的频率分辨率很高另一种就是利用硬件电路取代计算机软件运算过程，即利用高速存储器做查询表，通过高速数/模转换器产生已经用数字形式存入的正弦波，这是目前使用最广泛的一种直接数字频率合成方法。6.6数字式正弦波发生器DDS技术的原理图相位累加器由N位加法器与N位累加寄存器级联构成相位累加器6.7本章小结本章介绍了反馈振荡原理和几种正弦波振荡器常用电路类型。需要重点掌握以下内容：（1）反馈振荡器是由放大器和反馈网络组成的具有选频能力的正反馈系统。反馈振荡器必须满足起振条件、平衡条件和稳定条件，每个条件中应分别讨论其振幅和相位两个方面的要求。（2）三点式振荡电路是LC正弦波振荡器的主要形式，可分为电容三点式和电感三点式两种基本类型。频率稳定度是振荡器的主要性能指标之一。主要介绍三点式振荡器的组成原则，两种电路类型的交流等效电路、优缺点和应用场合，还介绍了三点式振荡器的两种实用改进型电路：克拉泼电路和西勒电路。前者可用作固定频率振荡器，后者波段覆盖系数较宽，可用作波段振荡器。6.7本章小结（3）集成电路正弦波振荡器电路简答，调试方便，广泛采用差分对管LC振荡电路。（4）晶体振荡器的频率稳定度很高。但是振荡频率的可调范围很小。（5）负阻振荡器可分为电压控制型和电流型，主要工作在100MHz以上的超高频段。（6）利用DDS原理的数字式正弦波发生器也能产生高频正弦波。谢谢聆听！南京信息工程大学南京信息工程大学第7章频率变换方法与电路分析本章导学图7.1概述与导学

什么是频率变换电路？输出信号的频谱中产生了一些输入信号频谱中没有的频率分量，即要对输入信号的频率进行变换，称为频率变换电路。其负载往往是一个选频回路，目的是将频率变换后所需频率的信号选择出来。频率变换电路属于非线性电路，其频率变换功能应由非线性元器件产生。非线性电路分析方法

非线性元器件的特性分析是建立在函数逼近的基础上。当工作信号大小不同时，适用的函数可能不同，但与实际特性之间的误差都必须在工程允许的范围之内。常用的非线性电路分析方法有：指数函数分析法、折线函数分析法、幂级函数分析法和线性时变电路分析法等。针对不同种类的信号，选择合适的分析方法。7.1概述与导学

频率变换电路分类：线性频率变换电路（频谱搬移电路）

非线性频率变换电路模拟乘法器模拟乘法器具有两个输入端和一个输出端，是一个三端口的非线性网络。7.1概述与导学乘法器是实现频率变换的基本组件。与一般非线性器件相比，乘法器可进一步克服某些无用的组合频率分量，使输出信号频谱得以净化。相乘器的工作象限本章将以MC1596集成模拟乘法器为例，实现混频、调幅、解调等功能。1.指数函数分析法晶体二极管的正向伏安特性可用指数函数描述为：7.2非线性元器件频率变换特性与分析方法晶体二极管的伏安特性在输入电压较小时，指数函数与二极管实际特性是吻合的，但当增大时，二者有较大的误差。所以指数函数分析法仅适用于小信号工作状态下的二极管特性分析。

利用指数函数的幂级数展开式若，则输出电流的频率分量可表示为：7.2非线性元器件频率变换特性与分析方法2.折线函数分析法

当输入电压较大时，晶体管的非线性主要表现为截至、导通、饱和等几种不同状态之间的转换。晶体管的伏安特性可用两段折线来逼近：7.2非线性元器件频率变换特性与分析方法晶体管转移特性的近似表示式中为晶体管跨导，即AB直线的斜率，为晶体管特性曲线折线化后的截止电压。只有时才有集电极电流通过，此时集电极电流变成余弦脉冲波形，用傅里叶级数展开为：3.幂级函数分析法

常用的非线性元器件的特性曲线大都可以用幂级数来表示。设一个函数，如果在静态工作点附近的各阶倒数都存在，则电流可以在该点附近展开幂级数：式中，7.2非线性元器件频率变换特性与分析方法幂级数展开式是一收敛函数，幂次越高的项其系数越小。在实际电路分析过程中，幂级数到底要取多少项，通常由近似条件确定。为了分析方便，我们取前四项，即：设外加电压为，得：7.2非线性元器件频率变换特性与分析方法7.2非线性元器件频率变换特性与分析方法结论：（1）由于元器件的非线性作用，输出电流中产生了输入电压中不曾有的新频率成分。（2）各倍频分量和组合频率分量的幅度与幂级数展开式中同次幂项的系数有关。（3）直流分量与输入信号幅度平方成正比。（4）所有组合频率分量都是成对出现的。7.3频率变换电路的要求和实现方法线性频率变换电路特征：将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移，搬移前后各频率分量的相对大小和相互间隔（即频谱内部结构）保持不变，即搬移前后信号的频谱结构不变。调制：是把调制信号的频谱从低频段搬移到高频段解调：与调制相反，它把高频的已调波频谱从高频段搬移到低频段混频：把高频的已调波频谱从高频段搬移到中频段7.3频率变换电路的要求和实现方法非线性频率变换电路特征：输出信号的频谱和输入信号的频谱不再是简单的线性关系，也不是频谱的搬移，而是产生了某种非线性变换包括调频和鉴频、调相和鉴相电路等。7.3频率变换电路的要求和实现方法线性时变工作状态两个信号同时作用于晶体管的基级，如果其中一个信号的振幅比另一个信号的振幅大得多时，可以认为晶体管的工作状态由大信号决定，假设，故可以在工作点处按照幂级数展开：忽略其二次及以上各次谐波分量，上式简化为：是时仅随变化（又随时间变化）的电流，称为时变静态电流，称为时变电导，是晶体管输出电流对于输入电压的变化率，故又称为时变跨导。

与均是与无关的参数，故与之间为线性关系。

与又是随时间变化的，所以将这种工作状态称为线性时变工作状态。7.3频率变换电路的要求和实现方法若，，则和可以用傅里叶级数展开得：所以：由上式可以看出，线性时变电路输出信号中包含的频率分量为直流、、分量，。显然输出电流中的组合频率分量大大地减少了，且无的谐波分量，这使得有用信号的能量相对集中，损失减少，同时也为滤波带来了方便。7.3频率变换电路的要求和实现方法在有些情况下，若的振幅足够大时，晶体管的转移特性可以用折线近似，如图所示，设，晶体管半个周期导通，半个周期截止，完全受的控制，相当于一个开关的作用。这种工作状态称为开关工作状态，是线性时变工作状态的一种特例。开关状态时和波形图7.3频率变换电路的要求和实现方法模拟乘法器模拟乘法器具有两个输入端和一个输出端，是一个三端口的非线性网络。若输入信号分别为和，输出信号为，则理想模拟乘法器的传输特性为式中，是乘法器的相乘系数或相乘增益，其数值取决于乘法器的电路参数。乘法器有四个工作区域（又称工作极性），可由它的两个输入电压的极性确定。如果两个输入信号只能取单极性(同为正或同为负)时乘法器才能工作，则称之为“单象限乘法器”；如果一个输入信号适应两种极性，而另一个只能适应单极性的乘法器为“二象限乘法器”；两个输入信号都能适应正、负两种极性的乘法器为“四象限乘法器”。

通常，两个单象限乘法器可构成一个二象限乘法器；两个二象限乘法器可构成一个四象限乘法器。7.3频率变换电路的要求和实现方法如果理想模拟乘法器两输入端电压分别是，则乘法器的输出电压为输出电压中既没有分量，也没有分量，而出现了两个新的频率分量和，即显示了非线性特性。7.3频率变换电路的要求和实现方法当，则输出电压为此时在输出电压中，不含有新的频率分量，乘法器相当于一个增益为的线性交流放大器，体现出了线性频率。7.3频率变换电路的要求和实现方法常用的实现模拟相乘的方法有：环形二极管相乘法和变跨导相乘法等。其中，变跨导相乘法采用差分电路为基本电路，它的温度稳定性好、运算精度高、速度快、成本低、便于集成化，得到广泛应用。目前最基本的平衡对称差分电路是组成理想乘法器的基本单元，也称单差分模拟乘法器。单差分模拟乘法器电路7.3频率变换电路的要求和实现方法双曲正切函数，则7.3频率变换电路的要求和实现方法设输入电压，，，根据thx的近似公式：当时，。所以当时（），即查分放大器工作在线性放大区域，则：由单差分模拟乘法器电路，恒流源电流和输出电压分别为可得：上式表明输出电压中含有以及、的和频与差频。当时,趋近于周期性方波，可近似双向开关函数表示，其表达式为：所以有：从公式中，可得出结论：差分对管输出信号中的无用组合分量比单个晶体管大大减少，其原因在于两个相同的晶体管起平衡抵消的作用。7.3频率变换电路的要求和实现方法场效应管的频率变换功能结型场效应管的转移特性可用平方律函数表示，设输入电压，其中是栅极直流偏压，则输出电流为可见，输出电流中除了直流和这两个输入信号频率分量之外，只产生了一个新的频率分量。因而相比于晶体管而言，采用具有平方律特性的场效应管可以减少输出信号中大多数无用的组合频率分量。7.3频率变换电路的要求和实现方法变容二极管的频率变换功能已知变容二极管结电容与两端电压的非线性关系如图所示。流经电容性元器件的电流与其两端的电压和存储的电荷具有以下的关系式：

7.3频率变换电路的要求和实现方法变容二极管结电容与两端电压的非线性关系变容二极管的频率变换功能7.3频率变换电路的要求和实现方法当时，结电容是一个周期性的略微失真的余弦函数，故可展开为傅里叶级数可以求得展开后可知中的频率分量为,所以变容二极管有频率变换功能。MC15967.4单片模拟乘法器机器典型应用内部电路图外围电路图MC1596工作频率高，常用作调制、解调和混频，通常X通道作为载波或本振的输入端，而调制信号或已调波信号从Y通道输入。7.4单片模拟乘法器机器典型应用MC1596混频电路7.4单片模拟乘法器机器典型应用MC1596调幅电路7.4单片模拟乘法器机器典型应用MC1596解调电路7.5本章小结(1)非线性元器件是一个广义的概念，可以是非线性电阻、非线性电抗（电容或电感），也可以是二极管、晶体管，或是以上无源、有源单元组成的完成特定功能的电子电路。(2)频率变换电路的输出能够产生输入信号没有的频率分量。频率变换功能必须有非线性元器件实现，所以非线性元器件特性分析是频率变换电路分析的基础。(3)工程上为简化分析，可根据不同的工作条件（状态）对非线性元器件采用不同的函数、参数进行近似分析。7.5本章小结(4)频率变换电路分为线性频率变换电路和非线性频率变换电路。(5)相乘器是实现频率变换的重要电路。四象限模拟乘法器在合适的工作状态下对两个信号可以实现较理想的相乘，可完成频谱线性搬移的功能。(6)单片集成模拟乘法器种类较多，选择时，应注意以下主要参数：工作频率范围、电源电压、输入电压动态范围、线性度等。MC1596工作频率高，常用作调制、解调和混频。本章导学基于理论，掌握调制、检波、混频的原理；立足应用，了解各电路的性能指标；着手实践，了解电路的实际应用；二、振幅调制与解调原理振幅调制

主要类型类型和方法振幅解调

包络检波法、同步检波法

及其相应电路课程安排二、振幅调制与解调原理问题：为什么要进行调制？调制有何作用？

因此，为解决这个问题，只用把低频率的信号搭载在更高的频率上，以此来缩短波长，实现传输。即使采用语音通信最高频率20000hz，波长仍为15km，也需要15km长的天线发送信号。这显然是不现实的2.1普通调幅方式

1.普通调幅信号的表达式、波形、频谱和功率谱

二、振幅调制与解调原理用低频调制信号去控制高频正弦波(载波)的振幅,使其随调制信号波形的变化而呈线性变化载波：uc(t)=Ucmcosωct

0＜Ma≤1,k为比例系数。二、振幅调制与解调原理uAM(t)=(Ucm+kUΩmcosΩt)cosωct=Ucm(1+MacosΩt)cosωct调制信号：uΩ(t)=UΩmcosΩt(Ω＜＜ωc)调幅信号注意：当Ma＞1时,会产生失真，称为过调制,因此Ma必须不大于1二、振幅调制与解调原理调幅信号又可以写成：二、振幅调制与解调原理uam(t)

原调制信号的频带宽度是而普通调幅信号的频带宽度是频带宽度：普通调幅是原调制信号的两倍若此单频调幅信号加在负载R上,则载频分量产生的平均功率为:两个边频分量产生的平均功率相同,均为:

调幅信号总平均功率为:二、振幅调制与解调原理二、振幅调制与解调原理总频带宽度为调制信号带宽的两倍,即BW=2Ωmax。条幅信号可以改写如下：(1)包络检波。输入调幅信号uAM(t),中非线性器件工作在开关状态,其特性可用单向开关函数来表示,则非线性器件输出电流为:g是非线性器件伏安特性曲线斜率。二、振幅调制与解调原理普通调幅信号的解调方法有两种,即包络检波和同步检波。(2)同步检波。乘法器另一输入同步信号为:uL(t)=Urmcosωct则乘法器输出为:二、振幅调制与解调原理如果本地载波与发射端载波不同频,有一角频率差Δω,即ur(t)=Urmcos(ωc+Δω)t则乘法器输出中的Ω分量 已不再与调制信号成线性关系了。

所以，产生与发射端载波同频同相的同步信号是进行同步检波的前提条件二、振幅调制与解调原理

2.2双边带调幅方式二、振幅调制与解调原理双边带调幅信号：载波：uc(t)=Ucmcosωct,调制信号：uΩ(t)=UΩmcosΩt(Ω<<ωc),1双边带调幅信号的特点注意,双边带调幅信号不仅其包络已不再反映调制信号波形的变化,而且在调制信号波形过零点处的高频相位有180°的突变。当同步信号为ur(t)=Urmcosωct,则乘法器输出为:其中k2是乘法器增益。用低通滤波器取出低频分量Ω,即可实现解调。2.双边带调幅信号的产生与解调方法二、振幅调制与解调原理

1滤波法先产生双边带调幅信号,再利用带通滤波器取出其中一个边带信号。

二、振幅调制与解调原理2相移法基于:将调制信号和载波信号相移90°,成为sinΩt和sinωct,然后进行相乘和相减,就可以实现单边带调幅.二、振幅调制与解调原理

3.相移滤波法

uo(t)=u7-u8=cosω2t·cos(ω1-Ω)t-sinω2t·sin(ω1-Ω)t

=cos(ω2+ω1-Ω)t=cos(ωc-Ω)t残留边带调幅发送和接收滤波器幅频特性（a）发送；（b）接收二、振幅调制与解调原理2.4残留边带调幅方式2.5正交调幅方式

1.正交调幅信号的特点设两路正交载波分别为uc1(t)=Ucmcosωct和uc2(t)=Ucmsinωct，两路单频调制信号分别为uΩ1（t）=UΩ1cosΩ1t和uΩ2(t)=UΩ2cosΩ2t，则正交调幅信号为

uQAM(t)=uΩ1(t)uc1(t)+uΩ2(t)uc2(t)

=UΩ1UcmcosΩ1tcosωct+UΩ2UcmcosΩ2tsinωct

=uI（t）+uQ（t）

其中，假定乘法器增益为1。uI（t）和uQ（t）分别称为同相分量和正交分量。二、振幅调制与解调原理

2.正交调幅信号的产生与解调方法二、振幅调制与解调原理1高电平调幅电路三、调幅电路集电极调幅：若集电极电源电压为UCC(t)=UCC0+uΩ(t),当谐振功放工作在过压状态时,Ucm将发生变化,近似有Ucm∝UCC(t)的关系。如输入信号为高频载波cosωct,输出LC回路调谐在ωc上,则输出信号可写成:在过压状态，集电极调幅电路可以产生且只能产生普通调幅波。

2.模拟乘法器调幅电路三、调幅电路载波输入Y通道输入端4.1包络检波电路包络检波原理如图所示。其中的非线性器件可以是二极管,也可以是三极管或场效应管,电路种类也较多。四、检波电路

1.工作原理加在二极管上的正向电压为u=ui-uo。假定二极管导通电压为零,且伏安特性为:四、检波电路电路特点①二极管导通与否,不仅与输入电压ui有关,还取决于输出电压uo,即输出信号有反馈作用。②二极管导通时,电容充电,充电时间常数为rdC；二极管截止时,电容放电,放电时间常数为RC。由于二极管导通电阻rd很小,因此一般有rdC<<RC。设t=t0时,uo=0。参照下图,依次说明uo波形的变化过程。在t0～t1时段,ui＞uo＞0,二极管导通,开始给电容充电,uo

按指数规律上升,即AB曲线。在t1～t2时段,ui

＜uo,二极管截止,电容通过电阻R放电,uo

按指数规律下降,即BC曲线。在t2～t3时段,ui

＞uo,二极管再次导通,给电容充电,uo再次上升,即CD曲线。在t3～t4时段,ui

＜uo,二极管再次截止,电容放电,uo再次下降,即DE曲线。四、检波电路四、检波电路规律(1)由于，故上升快，下降慢。(2)除了起始几个周期外，二极管导通时间均在输入高频振荡信号的峰值附近，且时间很短，或者说，其导通角很小。(3)在正常情况下,导通角θ越小,uo曲线与ui的包络线越接近。若θ趋近于0,则uo曲线就几乎完全反映了ui的包络线即调制信号波形,此时检波效率最高,失真最小(4)高频振荡信号的频率与调制信号频率相差越大，二者的周期也相差越大，则uo锯齿状波形与调幅信号包络形状就越接近，失真就越小。检波效率ηd定义为uo中低频分量振幅与ui中调制分量振幅的比值。当ui是单频调幅波时,即ui=Uim(1+MacosΩt)cosωct时,uo中的低频分量为UomcosΩt,检波效率ηd可写成

当ui是等幅正弦波时,即ui=Uimcosωct时,uo应为电平为Uo的直流电压,检波效率ηd可写成四、检波电路检波效率的近似表达式：当θ很小时：仅当gD为常数时,θ、ηd才为常数,此时输出信号振幅Uom与调制信号振幅MaUim近似成线性关系。由于仅在大信号工作时,二极管的导通电压才可以忽略，这时二极管伏安特性用折线近似，电导gD可视为常数,因此峰值包络检波电路仅适合于大信号工作。

2.性能指标四、检波电路 1)检波效率ηd。gD或R越大,则θ越小,ηd越大。如果考虑到二极管的实际导通电压不为零,以及充电电流在二极管微变等效电阻上的电压降等因素,实际检波效率比以上公式计算值要小。

2)等效输入电阻Ri。由于二极管在大部分时间处于截止状态,仅在输入高频信号的峰值附近才导通,所以检波器的瞬时输入电阻是变化的。定义检波器等效输入电阻：Uim是输入等幅高频载波的振幅。若ui是等幅高频载波,则流经二极管电流应是高频窄尖顶余弦脉冲序列,I1m即为其中基波分量的振幅,而输出uo应是电平为Uo的直流电压。显然,检波器对前级谐振回路等效电阻的影响是并联了一个阻值为Ri的电阻。四、检波电路拓展：上式也可以利用功率守恒的原理求出。3)惰性失真。四、检波电路包络线表达式为：us(t)=Uim(1+MacosΩt)所以电容电压uc的减小速率（负值）

在开始放电时刻,电容电压uc可近似视为包络电压us,故避免惰性失真的不等式可写为:四、检波电路4)底部切割失真。四、检波电路交流负载R′与直流负载R越接近,可允许的调幅指数越大。五、混频混频器的作用在于将不同载频的高频已调波信号变换为较低的同一个固定载频（一般称为中频）的高频已调波信号，但保持其调制规律不变，然后送入中频放大器。由于设计高工作频率的滤波器较为困难，因此采用混频方式可以有效提高接收机的性能。5.1混频原理及特点

五、混频①混频电路的输入输出均为高频已调波信号。②混频电路通常位于接收机前端,选频网络的中心频率通

常是输入已调波信号的载频。特点5.2混频干扰的产生和解决办法假定非线性晶体管器件转移特性为:i=a0+a1u+a2u2+a3u3+a4u4+…

其中：u=us+uL+un1+un2=Uscos2πfct+ULcos2πfLt+Un1cos2πfn1t+Un2cos2πfn2t五、混频

晶体管输出的所有组合频率分量为:

f=|±pfL±qfc±rfn1±sfn2|,p、q、r、s=0,1,2,…五、混频

1.信号和本振产生的组合频率干扰（干扰哨声）

2.一个外来干扰和本振产生的组合频率干扰（寄生通道干扰）若外来干扰和本振产生的无用组合频率分量满足

|±pfL±rfn1|=fI

p、r=0,1,2,…

先不考虑外来干扰的影响。若信号和本振产生的组合频率分量满足|±pfL±qfc|=fI±F1)中频干扰。

2)镜频干扰。

3.两个外来干扰和本振产生的组合频率干扰（互调干扰）若两个外来干扰能够进入混频电路,并且和本振共同产生的组合频率分量满足：|±fL±rfn1±sfn2|=fI

五、混频

4外来干扰和信号、本振产生的交叉调制干扰（交调干扰）是当信号消失,即us=0,则它也消失；是能否产生交调干扰只取决于此外来干扰能否顺利通过混频电路之前的选频网络。显然,能产生交调干扰和互调干扰的外来干扰频率都靠近信号载频fc

。交调干扰特点:混频干扰又可分成两类：由于非线性特性产生了众多无用组合频率分量而引起的,由于非线性特性产生了一些受外来干扰控制或与调制信号不成线性关系的有用频率分量而引起的。五、混频5减小或避免混频干扰的措施措施：(1)选择合适的中频(2)提高混频电路之前选频网络的选择性(3)采用具有平方律特性的场效应管、模拟乘法器或利用

平衡抵消原理组成的平衡混频电路或环形混频电路。

5.3混频器的性能指标五、混频3.隔离度1.混频增益2.噪声系数4.1dB压缩点功率和三阶互调截点功率增益压缩：在输入信号较小时，输出中频信号随输入信号近似成线性增大；当输入信号较大时，输出中频信号随输入信号的增大速率将会逐渐变小。五、混频P1dB、IP3线性工作范围线性性能越好iC中组合频率分量为:|nfL±fc|,n=0,1,2,…其中中频电流分量为:5.4混频电路五、混频1.晶体管混频电路g1是晶体管跨导中的基频(fL)分量振幅定义混频跨导由一个晶体管同时产生本振信号、实现混频的电路通常称为变频器。下图给出了一个典型的收音机变频频器电路五、混频u1=uL+usu2=uL-us其中,RD是二极管导通电阻.两方程相减,得五、混频五、混频其中中频电流分量为：6.1倍频原理及用途六、倍频①利用晶体管等非线性器件产生输入信号频率的各次谐波分量,然后用调谐于n次谐波的带通滤波器取出n倍频信号。如何实现倍频②将输入信号同时输入模拟乘法器的两个输入端进行自身线性相乘,则乘法器输出交流分量就是输入的二倍频信号。③利用锁相倍频方式进行倍频,在第8章第8.5节将具体进行讨论。6.2晶体管倍频器六、倍频1、倍频次数越高,获得的输出电压或功率越小。2、一般倍频次数不应超过3～4,如需要更高次倍频,可以采用多个倍频器级联的方式。倍频数n一般不超过3～4,二倍频、三倍频时的最佳导通角分别是60°和40°。

在相同ICm情况下,所获得的最大电流振幅分别是基波最大电流振幅的一半和三分之一。结论必须采取良好的输出滤波措施。①提高输出回路的有载品质因数Qe。一般应满足Qe＞10nπ。②采用选择性好的带通滤波器,如多个LC串并联谐振回路组成的π型滤波网络,如图所示。图示网络调谐在输入信号基频f0的三倍频上,对基波和二、四次谐波呈现带阻性质,故选择性非常好。

六、倍频7.1HA11440内部的视频检波器七、实例

HA11440是日本日立公司生产的彩色电视机图像中放集成电路,主要包括三级图像中频放大、同步视频检波、视频放大、AFT鉴相等几个模块。6.8.2MC3361B中的混频电路七、实例高频电子线路第九章角度调制与解调本章导学本章推荐课时数：48课时-4课时；40课时-5课时；32课时-4课时当代技术发展的基石调频、调相调频、调相激光雷达提高分辨率、提高测量准确度、减小设备体积相位调制器增加中继数据量和数据速率效率本章以调频电路、鉴频电路（频率解调）为主。调频信号与调相信号两者存在紧密联系，通过介绍调相电路与鉴相电路，相互促进理解。一、角度调制与解调学习目标基于理论，掌握角度调制与解调的原理立足应用，掌握频率调制、相位调制、鉴频、鉴相的各种方法着手实践，了解调制与解调电路的应用二、数字调制与解调用待传输的数字基带信号控制载波的参量，使之随数字基带信号的变化而变化的过程被称为数字调制。数字调制的方式有三种，分别称为振幅键控（ASK）、频率键控（或移频键控，FSK）和相位键控（或移相键控，PSK）。

频率调制和相位调制又统称为角度调制。角度调制与解调属于频谱的非线性变换，即已调信号的频谱结构不再保持原调制信号频谱的内部结构，且调制后的信号带宽通常比原调制信号占用更多的带宽。调频主要应用于调频广播、广播电视、通信及遥测等；调相主要应用于数字通信系统中的移相键控。9.1概述与导学

在现有的激光雷达技术中，频率调制连续波体制的激光雷达相比于传统的飞行时间激光雷达具有分辨力高、测量准确度高、设备轻巧、功耗低等优势。其中，在模拟通信系统中一般都采用调频制，或者先产生调相波，然后将调相波转变为调频波。因此，本章在介绍电路时以调频电路、鉴频电路（频率解调）为主，但由于调频信号与调相信号两者存在紧密联系，所以实际上也介绍了一些调相与鉴相电路。9.1概述与导学

9.2角度调制原理与电路(9-1)(9-2)(9-3)

(9-4)(9-5)9.2角度调制原理与电路

其中称为调频指数。(9-6)9.2角度调制原理与电路

实现调频的方法有直接调频法和间接调频法两类。(一)直接调频法

直接调频是用调制信号直接控制自激振荡器的振荡频率，使振荡器的工作频率按调制信号的变化规律变化。例如将LC振荡器中的振荡回路电容C改为变容二极管，用调制信号电压去控制其反向电压，则PN结的势垒电容量随之而变，振荡频率便受到调制，此时的振荡器也叫压控振荡器（VoltageControlledOscillator），如图9-1所示，其理想控制特性应为线性。9.2角度调制原理与电路图9-1直接调频法框图(二)间接调频法

间接调频是利用调频信号和调相信号之间的内在联系，通过调相来实现调频。这种利用调相器来实现调频的方法称为间接调频法。其实现框图如9-2所示。图9-2间接调频法框图9.2角度调制原理与电路9.2.2相位调制

如果载波的瞬时相位随调制信号线性变化则构成相位调制。设高频载波为uc=Ucmcos(ωct+φ0),调制信号为uΩ(t),则调相信号的瞬时相位为

φ(t)=ωct+kpuΩ(t)+φ0(9-7)kp是由调相电路决定的比例系数。可见载波的相位受调制信号控制，形成调相波，其时域表示式为(9-8)(9-9)为分析方便，设调制信号为单频余弦信号，即9.2角度调制原理与电路

(9-10)(9-11)(9-12)9.2角度调制原理与电路从而可得9.2.3调角信号的频谱在单频调制时,调频信号与调相信号的时域表达式是相似的,仅瞬时相偏分别随正弦函数或余弦函数变化,无本质区别,故可写成统一的调角信号表达式，即

u(t)=Ucmcos(ωct+MsinΩt)式中用调角指数M统一代替了Mf与Mp。上式可展开为

u(t)=Ucm［cos(MsinΩt)cosωct-sin(MsinΩt)sinωct］(9-13)(9-14)9.2角度调制原理与电路

贝塞尔函数理论中的两个公式:

cos(MsinΩt)=J0(M)+2J2(M)cos2Ωt+2J4(M)cos4Ωt+sin(MsinΩt)=2J1(M)sinΩt+2J3(M)sin3Ωt+2J5(M)sin5Ωt+…将式(9-15)和式(9-16)代入式(9-14)，可得到(9-15)(9-16)(9-17)9.2角度调制原理与电路图9-3宗数为M的n阶第一类贝塞尔函数曲线图9.2角度调制原理与电路表9-1贝塞尔函数表9.2角度调制原理与电路分析式(9-14)和贝塞尔函数表，由简谐信号调制的调频波，其频谱具有以下特点：(1)载频分量上下各有无数个边频分量，频率分量满足ωc±nΩ,振幅为Jn(M)Ucm,n=0,1,2,…。Ucm是调角信号振幅。当n为偶数时,两边频分量振幅相同,相位相同；当n为奇数时,两边频分量振幅相同,相位相反。(2)当M确定后,各边频分量振幅值不是随n单调变化,且有时候为零。(3)随着M值的增大，较大振幅边频的数目增加，边频分量呈衰减振荡趋势，在某些时刻，载频分量为零。9.2角度调制原理与电路(4)根据式(9-14)，计算出调频波的功率：

根据贝塞尔函数的性质，调频波总功率恒定为零。

从上述特点可以看出，调角和调幅完全不同，它是一种非线性频率变换过程。并且，角度解调作为调角的逆过程也是一种非线性频率变换过程。

一般调制信号是由众多频率分量组成的，它的总频谱不仅仅是每个频率分量调制所得频谱的组合，而且新增了更多的频率分量。

9.2角度调制原理与电路9.2.4调角信号的带宽根据调角信号的频谱特点可以看到,虽然理论上它的频带无限宽,但具有较大振幅的频率分量还是集中在载频附近,且上下边频在振幅上是对称的。当M<<1(rad)时，对于窄带调角信号,有近似公式cos(M

sinΩt)≈1,sin(M

sinΩt)≈M

sinΩt故式(9-14)可化简为(9-18)(9-19)9.2角度调制原理与电路此时的频谱由载频和一对振幅相同、相位相反的上下边频组成,带宽为

BW=2F(9-20)

对于非窄带调角信号，即宽带调制(M>1)

BW=2(M+1)F(9-21)

从表9-1中可以看出，M+1以上各阶边频的振幅均小于调角信号振幅的10%，

故可以忽略。9.2角度调制原理与电路

(9-22)(9-23)9.2角度调制原理与电路

无论是调相波还是调频波，都同时存在着频偏和相偏，但是因为调相波是以相位的变化直接反映调制信号，所以其最大相移与调制信号的振幅成正比，而调频信号是以频率的变化直接反映调制信号，所以其最大频偏与调制信号的振幅成正比。这是它们的区别。

理论上调角波的带宽是无穷大，但是如果忽略小于高频载波振幅的10%以下的边频分量，则在工程上调角波的带宽可以用卡森公式估计，即(9-24)9.2角度调制原理与电路

多频调制时，因为调制信号的各个分量的频率及幅度均不相同，所以有多个m值，应由式(9-22)确定的最大值作为调角波带宽。如果m>>1，则有

因为调频波的最大频偏只与调制信号幅度有关，与调制信号的频率无关。从这个角度讲，频率调制又称为恒定带宽调制，调频波的带宽主要由调制信号的幅度决定，所以增加调制信号带宽，而调频信号的带宽变化不大。(9-25)9.2角度调制原理与电路9.3.1调角信号的解调原理(一)鉴频原理

通常采用两种间接方法。一种方法是先将调频信号通过频幅转换网络变成调频—调幅信号（指瞬时频率和振幅中都含有与调制信号电压成正比分量的高频已调波信号）,然后利用包络检波的方式取出调制信号。9.3角度解调原理与电路另一种方法是先将调频信号通过频相转换网络变成调频—调相信号（指瞬时频率和瞬时相位中都含有与调制信号电压成正比分量的高频已调波信号）,然后利用鉴相方式取出调制信号。图9-4给出了相应的原理图。(a)(b)图9-4鉴频原理图9.3角度解调原理与电路(二)鉴相原理采用乘积鉴相是最常用的方法。若调相信号为

uPM=Ucmcos［ωct+Δφ(t)］

其中

Δφ(t)=kpuΩ(t)

同步信号与载波信号相差π/2，为9.3角度解调原理与电路则有

用低通滤波器取出uo中的低频分量，即(9-26)

式中，k为乘法器增益,低通滤波器增益为1。{9.3角度解调原理与电路

图9-5是乘积鉴相原理图。由于相乘的两个信号有90°的固定相位差，故这种方法又称为正交乘积鉴相。

图9-5正交乘积鉴相原理图9.3角度解调原理与电路

图9-6斜率鉴频法框图9.3角度解调原理与电路

这种方法的关键是频率

振幅变换网络的输出电压幅度必须不失真地反映输入调频信号瞬时频率的变化。设转换网络

具有如图9-15所示的线性幅频特性和恒常相频特性，即

kH为幅频特性曲线的斜率。

输入调频信号的一般表达式为

其中f(t)为归一化幅度的任意调制信号。9.3角度解调原理与电路图9-7频幅转换网络特性与转换原理其瞬时频率 ,如图9-7(c)所示，当调频信号通过该网络时，在频偏信号作用下，调频信号的振幅发生变化，其变化规律与频偏相同，即与调制信号相同，如图9-7(b)所示。9.3角度解调原理与电路

容易得到时变幅频特性的表达式

其中，为常数。

经线性频幅转换网络输出的调频调幅波为

通过包络检波器得到输出电压

滤除直流分量后得

，与频偏成正比，实现了频率检波。(9-27)9.3角度解调原理与电路(二)直接鉴频

直接脉冲计数式鉴频法的框图如图9-8所示，图9-8直接脉冲计数式鉴频法框图近年来，随着数字集成电路技术的飞速进步，数字鉴频方法得到了越来越多的应用。图9-9是一个典型的数字鉴频方法框图：图9-9数字鉴频法框图9.3角度解调原理与电路9.3.3相位调制（PM）解调电路

不能直接使用包络检波器来解调调相波和调频波，必须采用相位检波器（鉴相器）和频率检波器（鉴频器），但是包络检波器可以作为某些鉴相器或鉴频器的一个组成部分，而鉴相器又可以作为某些鉴频器的一个组成部分，所以先介绍鉴相器。

图9-10同步法实现乘积型模拟鉴相9.3角度解调原理与电路

其电路框图如图9-10所示，设us为收到的调制信号为余弦的调相波，即

本机信号

乘法器的输出为

利用三角函数积化和差公式得

经过低通滤波器后输出

(9-29)(9-28)9.3角度解调原理与电路如果,利用

得

鉴相器主要性能指标有两个：鉴相灵敏度（鉴相跨导）和线性鉴相范围。鉴相灵敏度的定义如下：9.3角度解调原理与电路

图9-11正弦鉴相特性

9.3角度解调原理与电路9.4.1数字调制的分类

和模拟调制类似，在数字调制中，待传输的数字基带信号称为调制信号，调制后得到的信号称为已调信号。根据数字基带信号所控制的参量不同，数字调制可以分为三种基本形式：调制信号控制载波信号的振幅的变化，称为数字调幅；调制信号控制载波信号的角频率的变化，称为数字调频；9.4数字调制与解调调制信号控制载波信号的相位的变化，称为数字调相。

通常把上述三种基本的数字调制方式，分别称为振幅键控（ASK）、频率键控（或移频键控，FSK）和相位键控（或移相键控，PSK）。

根据数字基带信号的数制，数字调制可分为二进制数字调制和多进制数字调制。相应的，有多进制振幅键控（MASK),多进制频率键控（MFSK）,多进制相位键控（MPSK）。9.4数字调制与解调9.4.2振幅键控(ASK)

振幅键控（ASK—AmplitudeShiftKeying）又称为幅度键控或幅移键控。作为一种最早出现的数字调制方式，目前只在信道条件较好的数字通信系统中还有使用。(一)ASK调制信号

二进制振幅键控，如图9-12所示，记为2ASK或BASK（BinaryASK）：是利用代表数字信息（“0”或“1”）的基带脉冲信号去控制载波信号的振幅，使载波幅度随之而变化的调制方式。发送“1”时，有载波输出（振幅不为零）；发送“0”时，无载波输出（振幅为零）。9.4数字调制与解调2ASK信号相当于是用输入数字信息控制一个开关接通或断开载波信号而产生的，所以2ASK又称为通断键控（OOK—OnOffKeying）。2ASK的调制器可以用乘法器法来实现。如图9-13所示，ak代表随机二进制数字信号。图9-12振幅键控波形示意图g(t)代表基带信号形成器的基本波形，乘法器用来进行频谱搬移，乘法器后的带通滤波器用来滤除高频谐波和低频干扰。带通滤波器的输出就是2ASK信号。9.4数字调制与解调图9-132ASK信号产生框图

多进制振幅键控（MASK—M-aryASK），又称为多电平调制，它是用载波的多种不同振幅去代表多进制数字信息的。如图9-14所示，四电平调制（4ASK），振幅有0、A、2A、3A四种，分别代表四进制数字信息0、1、2、3或双比特输入信息00、01、10、11。9.4数字调制与解调MASK系统与2ASK系统的实现很相似。不同的是MASK在发信输入端增加了2-M电平变换电路，相应地在接收端要有M-2电平变换电路，此外该系统的抽样判决器有多个判决电平,因此MASK系统的设备比较复杂。图9-14MASK波形示意图9.4数字调制与解调(二)ASK信号的解调

振幅键控信号的解调有两种方法：同步解调法和包络检波法，这二种解调方法都可用于二进制ASK和MASK。同步解调也称相干解调，如图9-15所示。图9-15ASK同步解调电路框图9.4数字调制与解调9.4.3移频键控FSK

频率键控（FSK—FrequencyShiftKeying，记为FSK）又称为移频键控，它因为设备简单、抗多径时延性能较好等优点在短波通信中得到了较广泛的应用。最常见的是用两个频率承载二进制1和0的双频FSK系统。(一)FSK调制信号

二进制频率键控(2FSK)如图9-16所示，是利用二进制数字基带信号去控制载波信号的频率，即以不同频率的载波来表示数字信息“1”或“0”的调制方式。9.4数字调制与解调2FSK信号的时域表达式为：图9-16FSK波形

产生2FSK信号的方法有两种：直接调频法和频率键控法。

直接调频法：用数字基带脉冲信号直接控制载波振荡器的振荡回路参数，从而改变振荡频率，输出不同频率的信号。频率键控法也称频率选择法，如图9-17所示，数字基带信号控制一个开关，选择两个频率分别为f1和f2的独立振荡器的输出作为已调制2FSK信号。9.4数字调制与解调MFSK的主要缺点。当然，MFSK系统的设备也比2FSK复杂。根据以上特点，MFSK主要用于调制速率较低及多径延时比较严重的信道（如短波信道）中。

多进制频率键控（MFSK—M-aryFSK）是用多个不同频率的载波来代表多进制数字信息。与2FSK相比，在码元速率相同的条件下，MFSK的信息速率也提高了log2M倍，但它所占用的带宽随M增大而增大，频带利用率随M增大会明显下降，这是图9-17频率选择法产生FSK信号9.4数字调制与解调(二)FSK解调FSK解调有多种实现办法，如鉴频法、过零检测法、差分检测法等。常用的是同步解调法（相干解调法）和包络检波法（非相干解调法）。以2FSK为例，如图9-18所示：(a)相干解调9.4数字调制与解调9.4.4移相键控PSK

相移键控(PSK)：一种用载波相位表示输入信号信息的调制技术。由于它的抗噪声性能优于ASK和FSK，而且信道频带利用率较高，因此应用比较广泛。移相键控分为绝对移相和相对移相两种。本节先介绍绝对移相，以未调载波的相位作为基准的相位调制叫作绝对移相。(b)非相干解调图9-18FSK的解调9.4数字调制与解调

在PSK调制时，载波的相位随调制信号状态不同而改变。如果两个频率相同的载波同时开始振荡，这两个频率同时达到正最大值，同时达到零值，同时达到负最大值，此时它们就处于“同相”状态；如果一个达到正最大值时，另一个达到负最大值，则称为“反相”。把信号振荡一次（一周）作为360度，如果一个波比另一个波相差半个周期，也就是相位差180度，称为反相。(一)二进制绝对移相键控（2PSK）

二进制绝对移相键控（2PSK）如图9-31所示，规定发送“1”码时，已调信号与载波同相；发送“0”码时，已调信号与载波反相。“1”和“0”时调制后载波相位差180°。9.4数字调制与解调

图9-19中a)是原始信息码，b)是载波信号，c)是调制后信号，d)是和原始信息码对应的双极性非归零码。由图可见，2PSK信号可以看成是双极性非归零的数字基带脉冲信号与载波相乘的结果。图9-19PSK波形9.4数字调制与解调2PSK信号的产生有两种方法：直接调相法和相位选择法。图9-20为直接调相法的原理图：

图9-20直接调相法

采用直接调相法时，2PSK信号可以看作是双极性不归零基带信号作用下的2ASK信号。9.4数字调制与解调

相位选择法：如图9-21所示，用数字基带信号控制门电路，选择不同相位的载波输出。当基带信号为1码时，与门1选通，与门2关闭，输出同相载波；当基带信号为0码时，与门1关闭，与门2选通，输出反相载波，从而得到了2PSK信号。图9-21相位选择法9.4数字调制与解调(二)相对移相键控（DPSK）

在同步解调的PSK系统中，由于收端载波恢复存在相位含糊的问题，即恢复的载波可能与未调载波同相，也可能反相，以至使解调后的信码出现“0”、“1”倒置，发送为“1”码，解调后得到“0”码；发送为“0”码，解调后得到“1”码。为了克服这种现象，人们提出了相对移相方式。

9.4数字调制与解调

相对移相可通过对信码进行变换和绝对移相来实现，如图9-23所示。将信码经过差分编码变换成新的码组——相对码，再利用相对码对载波进行绝对移相，使输出的已调载波相位满足相对移相的相位关系。图9-222DPSK信号的波形示例9.4数字调制与解调(三)多进制相位键控（MPSK）

用已调信号中载波的多种不同相位（或相位差）来代表多进制数字信息，称为多进制相位键控MPSK。由于相位选择不同，MPSK的信号星座矢量图有多种形式，如图9-24所示。图9-232DPSK的实现框图9.4数字调制与解调图9-24信号星座矢量图9.4数字调制与解调

下面以四相绝对移相键控为例来介绍MPSK。四相绝对移相键控记为4PSK或QPSK（QuadraturePSK），QPSK有两种产生方法：相位选择法或正交调制法。相位选择法同前面所述类似，只不过二选一变成了四选一，从四种相位中选择一种。

正交调制法原理如图9-25所示：图9-25正交调制法产生QPSK信号9.4数字调制与解调MPSK的特点如下：(1)码元速率相同时，MPSK的带宽与BPSK带宽相同，但信息速率是BPSK的log2M倍，因此，频带利用率也是BPSK的log2M倍。但MPSK的误码率高于BPSK，并且随着M的增大而增加。（2）MPSK与MASK相比：带宽、信息速率及频带利用率相同（在码元速率、进制数M相同时）。9.4数字调制与解调(四)相移键控信号的解调2PSK信号的解调采用相干解调（同步解调）法，实质上是输入已调信号与本地载波信号进行极性比较的过程，因此称为极性比较法。(a)9.4数字调制与解调

(c)图9-26PSK的相干解调法9.4数字调制与解调2DPSK信号的解调方法之一也是极性比较法，不过由于输入已调信号经上述极性比较法解调所得到的是相对码，因此还必须再经相对码-绝对码变换器（差分译码器），才能得到原数字基带信号。2DPSK信号的另一种解调方法是差分相干检测法。它是直接比较前后码元的相位差来实现检测的，因此又称为相位比较法。9.4数字调制与解调

9.5章末小节(3)直接调频方式可获得较大的线性频偏，但载频稳定度较差，间接调频方式载频稳定度较高，但可获得的线性频偏较小。前者的最大相对频偏受限制，后者的最大绝对频偏受限制。采用晶振、多级单元级联、倍频和混频等措施可改善两种调频方式的载频稳定度或最大线性频偏等性能指标。9.5章末小节(4)斜率鉴频和相位鉴频是两种主要鉴频方式，其中差分峰值鉴频和正交移相式鉴频两种实用电路便于集成、调谐容易、线性性较好，故得到了普遍应用，尤其是后者，应用更为广泛。(5)在鉴频电路中，LC