角度调制与解调电路(非线性频率变换电路).ppt

1、概述 角度调制与解调原理 调频电路 鉴频电路,第10章 角度调制与解调电路(非线性频率变换电路),返回主目录,10. 概述,调频：载波的瞬时频率受调制信号的控制，作周期性的变化， 而变化的大小与调制信号的幅度成线性比例关系，变 化的周期由调制信号的频率决定。 载波称为中心频率，频率变化的部分称为频偏。 调相：载波的瞬时相位受到调制信号的控制作周期性的变化， 变化的大小与调制信号的幅度成线性比例关系，变 化的周期由调制信号的频率决定。, 频率调制和相位调制合称为角度调制(简称调角)。 因为相位是频率的积分, 故频率的变化必将引起相位的变化, 反之亦然, 所以调频信号与调相信号在时域特性、频谱宽度

2、、调制与解调的原理和实现方法等方面都有密切的联系。 角度调制与解调属于非线性频率变换, 比属于线性频率变换的振幅调制与解调在原理和电路实现上都要困难一些。由于角度调制信号在抗干扰方面比振幅调制信号要好得多, 所以虽然要占用更多的带宽, 但仍得到了广泛的应用。,调频波指标： 1.频谱宽度：分为宽带调频和窄带调频。 2.寄生调幅：调频波的幅度应为等幅的，引起的额外振幅称 寄生振幅。 3.抗干扰能力。 调频波的解调称为鉴频。 鉴频的技术要求： 1.鉴频跨导：输出电压与瞬时频率成正比， 2.灵敏度：使鉴频器正常工作所需的调频波幅度。 3.鉴频频带宽度： 大于输入调频波最大频偏的两倍。 4.对寄生调幅有

3、一定的抑制能力。 5.有良好的稳定性。,其中, 在模拟通信方面, 调频制比调相制更加优越, 故大都采用调频制。 所以, 本章在介绍电路时, 以调频电路、 鉴频(频率解调)电路为主题, 但由于调频信号与调相信号的内在联系, 调频可以用调相电路间接实现, 鉴频也可以用鉴相(相位解调, 也称相位检波)电路间接实现, 所以实际上也介绍了一些调相与鉴相电路。 ,10.2调角波性质,10.2.1调角信号的时域特性 1. 调频信号 设高频载波为 u c=Ucm cosct, 调制信号为 u(t), 则调频信号的瞬时角频率 (t)=c+kfu(t) 瞬时相位 (t)=t0(t)dt=ct+kft0u(t)dt

4、 调频信号 uFM=Ucmcos(ct+kf t0 u(t)dt) 其中kf为比例系数。 ,上式表明, 调频信号的振幅恒定, 瞬时角频率是在固定的载频上叠加一个与调制信号电压成正比的角频率偏移(简称角频偏)(t)=kfu(t), 瞬时相位是在随时间变化的载波相位c(t)=ct上叠加了一个与调制电压积分成正比的相位偏移(简称相偏)(t)=kft0u(t)dt。其最大角频偏m和调频指数(最大相偏)Mf分别定义为： m=kf|u(t)|max , Mf=kf|t0u(t)dt|max 若调制信号是单频信号, 即u(t)=Umcost, 则由式相应的调频信号：,uFM=Ucmcos =Ucm cos(

5、ct+Mfsin t),2 调相信号 设高频载波为 uc=Ucmcosct, 调制信号为 u(t), 则调相信号的瞬时相位 (t)=ct+kpu(t) 瞬时角频率,这里，,调相信号 uPM=Ucmcosct+kpu(t) 其中kp为比例系数。 上式表明, 调相信号的振幅恒定, 瞬时相位是在随时间变化的载波相位c(t)=ct上叠加了一个与调制电压成正比的相偏(t)=kpu(t), 瞬时角频率是在固定载频上叠加了一个与调制电压的导数成正比的角频偏(t)=kp 。 最大角频偏m和调相指数(最大相偏)Mp分别定义为:,若调制信号是单频信号, 即u(t)=U m cos t, 由式可写出相应的调相信号

6、UPM(t)=Ucmcos(ct+kpUm cost) =Ucmcos(ct+Mpcost) 3 调频信号与调相信号时域特性的比较 调频信号与调相信号的相同之处在于: (1) 二者都是等幅信号。 (2) 二者的频率和相位都随调制信号而变化, 均产生频偏与相偏。,这里，,(1) 二者的频率和相位随调制信号变化的规律不一样, 但由于频率与相位是微积分关系, 故二者是有密切联系的。 (2) 从表7.2.1中可以看出, 调频信号的调频指数Mf与调制频率有关, 最大频偏与调制频率无关, 而调相信号的最大频偏与调制频率有关, 调相指数MP与调制频率无关。 (3) 从理论上讲, 调频信号的最大角频偏mc,

7、由于载频c很高, 故m可以很大, 即调制范围很大。由于相位以2为周期, 所以调相信号的最大相偏(调相指数)Mf, 故调制范围很小。,调频信号与调相信号的区别在于:,下图给出了调制信号分别为单频正弦波和三角波时的调频信号和调相信号的有关波形。 ,10.2.2调角信号的频谱 由以上分析可以看出, 在单频调制时, 调频信号与调相信号的时域表达式是相似的, 仅瞬时相偏分别随正弦函数或余弦函数变化, 无本质区别, 故可写成统一的调角信号表达式： u(t)=Ucmcos(ct+Msint) 式中用调角指数M统一代替了Mf与Mp，上式可展开： u(t)=Ucmcos(Msint)cosct-sin(Msin

8、t)sinct (7.2.8) 利用贝塞尔函数理论中的两个公式:, cos(Msin t)=J0(M)+2J2(M)cos2t+2J4(M)cos4t+ sin(Msint)=2J1(M)sint+2J3(M)sin3t+2J5(M)sin5t+其中Jn(M)是参数为M的n阶第一类贝塞尔函数，可查表求其值。 代入式(7.2.8), 可得到 u(t)=UcmJ0(M)cosct-2J1(M)sintsinct+2J2(M)cos2tcosct-2J3(M)sin3tsinct+2J4(M)cos4tcosct-2J5(M)sin5tsinct+ =UcmJ0(M)cosct+J1(M)cos(c

9、+)t-cos(c-)t+J2(M)cos(c+2)t+cos(c-2)t+J3(M)cos(c+3)t-cos(c-3)t+J4(M)cos(c+4)t+cos(c-4)t+J5(M)cos(c+5)t-cos(c-5)t (7.2.9),图7.2.2给出了参数为M的n阶第一类贝塞尔函数曲线,分析式(7.2.9)和贝塞尔函数的特点, 可以看出单频调角信号频谱具有以下几个特点: (1)由载频和无穷多组上、下边频组成, 这些频率分量满足cn, 振幅为Jn(M)Ucm,n=0, 1, 2, 。Ucm是调角信号振幅。 当n为偶数时, 两边频分量振幅相同, 相位相同； 当n为奇数时, 两边频分量振幅相

10、同, 相位相反。 ,2) 当M确定后, 各边频分量振幅值不是随n单调变化, 且有时候为零。因为各阶贝塞尔函数随M增大变化的规律均是衰减振荡, 而各边频分量振幅值与对应阶贝塞尔函数成正比。 (3) 随着M值的增大, 具有较大振幅的边频分量数目增加, 载频分量振幅呈衰减振荡趋势, 在个别地方(如M=2405, 5520时), 载频分量为零。 (4) 若调角信号振幅不变, M值变化, 则总功率不变, 但载频与各边频分量的功率将重新分配。 上述特点充分说明调角是完全不同于调幅的一种非线性频率变换过程。显然, 作为调角的逆过程, 角度解调也是一种非线性频率变换过程。 ,对于由众多频率分量组成的一般调制信

11、号来说, 调角信号的总频谱并非仅仅是调制信号中每个频率分量单独调制时所得频谱的组合, 而且另外又新增了许多频率分量。例如, 若调制信号由角频率为1, 2的两个单频正弦波组成, 则对应调角信号的频率分量不但有cn1和cn2, 还会出现cn1p2, n、p=0, 1, 2, 。 ,10.2.3调角信号的带宽 根据调角信号的频谱特点可以看到, 虽然理论上它的频带无限宽, 但具有较大振幅的频率分量还是集中在载频附近, 且上下边频在振幅上是对称的。 当Mf1时, 即对于窄带调角信号, 有近似公式 cos(Msint)1, sin(Msint)Msint 故式(7.2.8)可化简为: u(t)=Ucmco

12、sct+ cos(c+)t-cos(c-)t (7.2.10) 此时的频谱由载频和一对振幅相同、 相位相反的上下边频组成, 带宽,BW2F (7.2.11) 对于非窄带调角信号, 通常定义有效带宽(简称带宽) BW2(M+1)F (7.2.12) M+1以上各阶边频的振幅均小于调角信号振幅的10%, 故可以忽略。 对于一般调制信号形成的调角波, 采用其中最高调制角频率, 代入式(7.2.11)或(7.2.12), 可以求得频带宽度。 ,例10.1 已知音频调制信号的最低频率Fmin=20Hz, 最高频率Fmax=15kHz, 若要求最大频偏fm=45kHz, 求出相应调频信号的调频指数Mf、带

13、宽BW和带宽内各频率分量的功率之和(假定调频信号总功率为1W), 画出F=15kHz对应的频谱图, 并求出相应调相信号的调相指数Mp、带宽和最大频偏。 解： 调频信号的调频指数Mf与调制频率成反比, 即 Mf= , 所以Mfmax= ,BW=2(3+1)15103=120kHz 因为F=15kHz对应的Mf=3, 从表7.2.2可查出J0(3)=-0.261, J1(3)=0.339, J2(3)=0.486, J3(3)=0.309, J4(3)=0.132, 由此可画出对应调频信号带宽内的频谱图, 共9条谱线, 如图例7.1所示。 因为调频信号总功率为1W, 故Ucm= , 所以带宽内功率

14、之和= ,由fm=Mp F可得 Mp= fm/ F=3 所以fm min=(MpF)min=320=60Hz BW=2(3+1)15103=120kHz 由以上结果可知, 若调相信号最大频偏限制在45kHz以内, 则带宽仍为120kHz, 与调频信号相同, 但各调制频率对应的最大频偏变化很大, 最小者仅60Hz。 ,调相信号的最大频偏是与调制信号频率成正比的, 为了保证所有调制频率对应的最大频偏不超过45kHz, 故除了最高调制频率外, 其余调制频率对应的最大频偏必然小于45kHz。 另外, 调相信号的调相指数Mp与调制频率无关。,而带宽是指调角信号频谱分量的有效宽度, 对于窄带和非窄带调角信

15、号, 分别按照式(7.2.11)、 (7.2.12)定义, 带宽内频率分量的功率之和占总功率的90%以上, 如例7.1中是99.6%。非窄带调频信号最大频偏fm与带宽BW的关系为： BW=2(fm+F) (7.2.13),最大频偏与带宽是两个容易混淆的概念。 最大频偏是指调角 信号瞬时频率偏离载频的最大值, 如在例10.1中若载频为100 MHz, 则调频信号瞬时频率的变化范围为99.955MHz100.045 MHz；,10.3调角信号的调制原理 1 调频原理 实现频率调制的方式一般有两种: 一是直接调频, 二是间接调频。 (1) 直接调频。 根据调频信号的瞬时频率随调制信号成线性变化这一基

16、本特性, 可以将调制信号作为压控振荡器的控制电压, 使其产生的振荡频率随调制信号规律而变化, 压控振荡器的中心频率即为载波频率。显然, 这是实现调频的最直接方法, 故称为直接调频。 ,(2) 间接调频。 若先对调制信号u(t)进行积分, 得到u1(t)=t0u(t)dt, 然后将u1(t)作为调制信号对载频信号进行调相, 则由调相公式可得到: u(t)=Ucmcosct+kpu1(t)=Ucmcos ct+kpt0u(t)dt 对于u(t)来说, 上式是一个调频信号表达式。 因此, 将调制信号积分后调相, 是实现调频的另外一种方式, 称为间接调频。 或者说, 间接调频是借用调相的方式来实现调频

17、。图7.2.3是间接调频原理图。,2 调频电路的主要性能指标 1） 调频线性性 调频电路输出信号的瞬时频偏与调制电压的关系称为调频特性。显然, 理想调频特性应该是线性的, 所以对实际电路可能产生一些非线性失真, 应尽量设法使其减小。 2 ）调频灵敏度 单位调制电压变化产生的角频偏称为调频灵敏度Sf, 即Sf= 。 在线性调频范围内, Sf相当于kf。,实际电路的调频特性是非线性的, 其中线性部分能够实现的最大频偏称为最大线性频偏。 由公式Mf= , BW=2(Mf+1)F=2(fm+F)可知, 最大频偏与调频指数和带宽都有密切关系。不同的调频系统要求不同的最大频偏, 所以调频电路能达到的最大线

18、性频偏应满足要求。如调频广播系统的要求是75kHz, 调频电视伴音系统的要求是50 kHz。 4） 载频稳定度 调频电路的载频(即中心频率)稳定性是接收电路能够正常接收而且不会造成邻近信道互相干扰的重要保证。不同调频系统对载频稳定度的要求是不同的, 如调频广播系统要求载频漂移不超过2kHz, 调频电视伴音系统要求载频漂移不超过500Hz。,3） 最大线性调制频偏(简称最大线性频偏),3 调相原理 实现相位调制的基本原理是使角频率为c的高频载波uc(t)通过一个可控相移网络, 此网络产生的相移受调制电压u(t)控制, 满足=kpu(t)的关系, 所以网络输出就是满足调相信号的表达式了。 图7.2

19、.4给出了可控相移网络调相原理图。 式(7.2.4)所示调相信号又可写成: uPM=Ucmcosct+kpu(t) =Ucmcos,=Ucmcosc(t-),其中,是一比例系数。 式(7.2.14)将调相信号表示为一个可控时延信号, 时延与调制电压u(t)成正比。可见, 时延与相移本质上是一样的。 所以, 将图7.2.4中的可控相移网络改为可控时延网络, 也可实现调相。 ,4 调频制与调相制比较（不讲） 调频制是指传送的调角信号中, 瞬时频偏与调制电压成正比, 满足式(7.2.1)；调相制是指传送的调角信号中, 瞬时相偏与调制电压成正比, 满足式(7.2.4)。虽然调频信号可以由调相方式间接实

20、现, 调相信号也可以由调频方式间接实现, 但是两种调制体制的性能是不一样的。 抗干扰性是衡量调制体制性能的一个重要指标。假定接收机解调器输入的已调波信号信噪比相同, 哪一种调制体制解调器输出信噪比高, 解调失真小, 则说明哪一种调制体制抗干扰性好。显然, 对调幅制的主要干扰是振幅噪声, 对调频制与调相制的主要干扰是频率噪声和相位噪声。 ,研究表明, 在单频干扰情况下, 调幅制、 调频制与调相制对应的已调波信号的电压信噪比的比值大约等于各自调制指数Ma、Mf与Mp的比值。即调制指数越大, 对应的已调波信号的电压信噪比越大, 抗干扰性越好。调幅制的Ma1, 故抗干扰性差。对于调频制与调相制来说,

21、调制指数可以大于1, 故抗干扰性可以比调幅制好, 当然, 这是用增加带宽的代价来换取的。由于调相制的Mp, 而调频制的Mf可以做得很大, 故调频制的抗干扰性又可以比调相制好。显然, Mf1的窄带调频的抗干扰性不如Mf1的宽带调频。 ,例7.1的结果告诉我们, 对于有一定频率范围的调制信号, 在系统带宽相同时, 如果采用调频制, 由式(7.2.13)可知, 带宽大致由最大频偏所决定。由于最大频偏与调制频率无关, 所以每个调制频率分量都可以充分利用带宽, 获得最大频偏。另外, 较低调制频率分量还可以获得更高的调频指数(如20Hz分量的调频指数高达2250), 故具有更好的抗干扰性。但是, 如果采用

22、调相制, 带宽是由最高调制频率分量获得的最大频偏来决定的(BW=2(fm max+Fmax)。 除了最高调制频率分量外, 其余调制频率分量获得的最大频偏均越来越小(fm=MpF), 如20Hz分量的最大频偏仅60 Hz, 所以不能充分利用系统带宽。另外, 所有调制频率分量的Mp都相同, 且不高, 故抗干扰性不大好。,综上所述, 调角制的抗干扰性可以比调幅制好, 调频制在带宽利用和抗干扰性方面又比调相制好, 所以, 在模拟通信系统中广泛采用调频制而很少用调相制。由于调频系统占用频带很宽, 所以调频通信的工作频段被安排在几十兆赫兹至近千兆赫兹的高频段。在以后各节的电路讨论中, 我们将注意力着重放在

23、调频和鉴频电路方面。由于调频可以由调相间接实现, 鉴频也可以由鉴相间接实现, 所以实际上也涉及到一些调相和鉴相电路。,10.4 直接调频电路变容二极管调频电路 变容二极管调频电路是广泛采用的一种直接调频电路。 为了提高中心频率稳定度, 可以加入晶振, 但加入晶振后又会使最大线性频偏减小。采用倍频和混频措施可以扩展晶振变容二极管调频电路的最大线性频偏。 变容二极管压控振荡器实际上就是一个变容二极管调频电路。 ,变容二极管特性 根据似稳态理论可知，利用可控电抗元件改变LC并联回路的谐振频率，可以实现频率调制。可控电抗元件的种类很多，其中最常用的是变容二极管和电抗管。在此先介绍一下变容二极管。变容二

24、极管是利用PN结反向偏置的势垒电容构成的可控电容，它的表示符号如图8.21(a)所示。变容二极管的结电容Cj与管子两端的反向电压uR的关系曲线如图8.21(b)所示。Cj与uR的关系为,(8.42),UD是变容二极管的势垒电压，通常取0.7V左右。Cj0是uR=0时变容二极管的结电容。uR是加在二极管两端的反向电压。r是变容指数。不同的变容二极管由于PN结杂质掺杂浓度分布的不同，r也不同。如扩散型r=1/3，称为缓变结变容二极管；合金型r=1/2，称为突变结变容二极管；r=15之间的，称其为超越突变结变容二极管。,图8.21 变容二极管符号和结电容变化曲线 (a)变容管符号；(b)变容特性,变

25、频二极管调频电路,将上图的振荡回路简化为图717,这就是变容管部分接入回路的情况。,图717 部分接入的振荡回路,分析 关系思路： 1.先找出 的关系 2.在看 的关系 3 最后求出 的关系,10.5 直接调频电路电抗管调频电路,电抗管是由有源器件组成的电路，它可等效于一个电抗 元件，并可受到信号控制而改变它的值。 有源器件可以是电子管、晶体管和场效应管，但工作原 理是一样的。 图8.29所示的是用场效应管构成的电抗管电路。,图8.29 电抗管电路,10.6 直接调频电路晶体振荡器直接调频,直接调频时可以获得较大的频偏，但 同时中心频率的长期 稳定度较差，这样会造成对相邻频道的干扰。 在广播波

26、段中（88108MHz）通常要求电台的相对中心频 率稳定度至少达到105量级。 前面讲到的几种直接调频方法都不能使中心频率的稳定度 达到这个水平，因而可以用对晶体振荡器直接调频的办法来达 到这个稳定度的要求。 晶体管振荡器：串联型、并联型。 调频时，用变容二极管控制并联型振荡器的频率变化。,1.用变容二极管与晶体串联 结电容变化 串联支路电容变化,加入变容二极管使串联支路总电容减少， 变高，并随容 量的变化而变化，达到调频,2.用变容二极管与晶体并联 电容变化 并联支路电容变化（等效支路电抗变化）,变化,振荡频率变化达到调频,晶体管调频实际电路：,晶体组成振荡器 高频扼流圈 偏置电阻,晶体直接

27、调频所得到的频偏较小，但中心频率的稳定度 较高，在105106量级,10.7 间接调频：由调相实现调频,一、间接调频原理,uFM=Ucmcos(ct+kf t0 u(t)dt),调频信号：,间接调频就是现对音频信号积分，然后用积分后的信号对 载波进行调相，所得到的就是调频波。这就是间接调频的原理。,间接调频技术中关键是调相，,二、调相的方法,1、谐振回路或移相网络调相 （1）利用谐振回路调相,设载波振荡器频率固定，放大器负载回路调谐，则放大器的 输出电压与输入电压反相。 若负载回路电容在调制信号 控制下变化,回路失谐时，输出电压会有一个附加相移,当满足一定条件时，附加 相移与调制信号成线性关

28、系，但产生的相移很小。,（2）利用移相网络调相,载波电压经过倒相器，在集电极上得到 ，在发射极上得到 ，加在RC网络上的电压为 从矢量图中可知：,若调制电压与C(R)成反比关系，则 与调制信号成线性关系，可 实现线性调相。,变容二极管结电容在一定范围内与反向偏置电压 近似成 线性关系。当调制信号加于变容二极管，并用它代替图中的 C，就构成了变容二极管控制移相网络的调相电路。,利用变容二极管改变移相网络的电抗,2、矢量合成调相法（阿姆斯特朗法）,实现调相方框图,三、间接调频的实现,从调频信波表达式可知：,uFM=Ucmcos(ct+kf t0 u(t)dt),故对音频调制信号先积分，再调相，即可

29、得到调频波。,间接调频方框图,10.8 相位鉴频器 1 鉴相原理 采用乘积鉴相是最常用的方法。 若调相信号为 uPM=Ucmcos ct+(t) 其中 (t)=kpu(t) 同步信号与载波信号相差 , 两者相乘可得：,一、相位鉴频器原理,式中k为乘法器增益, 低通滤波器增益为1。 乘积鉴相的线性鉴相范围较小, 只能解调Mp 的调相信号。 图7.2.5是乘积鉴相原理图。由于相乘的两个信号有90的固定相位差, 故这种方法又称为正交乘积鉴相。 2 鉴频原理 从调频信号表达式来看, 由于随调制信号u(t)成线性变化的瞬时角频率与相位是微分关系, 而相位与电压又是三角函数关系, 所以要从调频信号中直接提

30、取与u(t)成正比的电压信号很困难。,通常采用两种间接方法。 一种方法是先将调频信号通过频幅转换网络变成调频调幅信号, 然后利用包络检波的方式取出调制信号。另一种方法是先将调频信号通过频相转换网络变成调频调相信号, 然后利用鉴相方式取出调制信号。图7.2.6给出了相应的原理图。 还有一种利用锁相环进行鉴频的方法, 称为锁相鉴频。 ,二、叠加型相位鉴频器 分为：电感耦合相位鉴频器 电容耦合相位鉴频器,1、叠加相位鉴频器工作原理,1) 频率相位变换 频率相位变换是由图739(a)所示的互感耦合回路完成的。由图739(b)的等效电路可知，初级回路电感L1中的电流为,(745),图739 互感耦合回路,考虑初、次级回路均为高Q回路，r1也可忽略。这样，上式可近似为,初级电流在次级回路产生的感应电动势为,(746),(747),感应电动势 在次级回路形成的电流 为,(748),(749),=2Qf/f0,则上式变为,(750),图740 频率相位变换电路的相频特性,2) 相位幅度变换 根据图中规定的 与 的