（通信与信息系统专业论文）移动通信系统盲频偏估计和基于补偿的频偏估计技术研究.pdf

西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 摘要 在数字通信系统中，由于接收机振荡器的不稳定性和多普勒频移等因素， 使得接收信号的载波与发送信号载波之间存在频率偏差，经过相干解调下变频 后得到的基带信号中通常含有载波频率偏移。如何在移动通信环境下实现高 效、准确的频偏估计，是现代移动通信研究中的一个热点问题，也是论文研究 的主要目标。频偏的估计在突发模式传输通信系统的相干检测中起着关键作 用，估计的准确性直接影响到接收机的性能，对频偏的补偿校正有利于系统性 能的提升。 本文首先介绍了频偏的概念和产生频偏的两个原因、频偏估计的原理以及 频偏估计的重要性，接着结合t d s c d m a 标准和l t e 标准介绍了现代通信中用 于进行频偏估计和信道估计的两种标准无线帧的导频结构，同时讨论了频偏估 计的性能评价指标并推导衡量频偏估计准确度的克拉美罗界( c r b ) 。论文对比 几种应用较广泛的有数据辅助的经典频偏估计方法，理论分析和仿真比较这些 估计方法的适用性，包括估计的准确度和估计范围、计算量等，并给出了估计 中参数的最佳值选取原则。在此基础上，分析了盲频偏估计原理，针对m p s k 调制的特点，可以采用m 次幂的方法去掉调制信息，结合k i m 频偏估计方法和 常用的频偏估计方法，提出一种可以降低信噪比门限值又不失估计准确度的盲 频偏估计方法，这种估计方法计算量小，可以应用于中低信噪比的通信环境中。 最后论文讨论了衰落信道条件下的频偏估计问题，包括平坦衰落信道和频 率选择性衰落信道。对于平坦衰落情况，由于存在乘性的时变衰落影响，使得 可以应用在a w g n 信道的频偏估计方法不再适用。有关k f 和m k f 算法、u m m v 和n l s 估计算法以及s i m p l i f i e dn l s 算法等估计算法的分析和比较表明，这些 估计方法的性能都不太理想，与平坦衰落信道的c r b 有很大的差距。本文提出 一种基于信道估计即消除衰落的频偏估计方法，该方法首先利用s i m p l i f i e d n l s 估计方法对频偏进行初始估计，并用估计值求出时变衰落，进而补偿平坦 衰落，将衰落信道下的频偏估计问题转化在a w g n 信道下完成。这种方法可以 得到一个突破平坦衰落信道下c r b 的频偏估计，仿真表明，这种方法的均方误 差可以接近a w g n 下的c r b 。 关键词：载波频偏，克拉美罗界，盲估计，平坦衰落。 西南交通大学硕士研究生学位论文第t i 页 a bs t r a c t f r e q u e n c yo f f s e tb e t w e e nt h er e c e i v e dc a r r i e ra n dl o c a lr e f e r e n c ea tt h e r e c e i v e rm a yo c c u rd u et od o p p l e rs h i f t sa n d o ro s c i l l a t o ri n s t a b i l i t i e sa f t e rd o w n c o n v e r s i o ni nd i g i t a lc o m m u n i c a t i o ns y s t e m t h ep r i m a r yg o a lo ft h i sp a p e ri st o f i n de f f i c i e n ta n dp r e c i s em e t h o d st oe s t i m a t et h ef r e q u e n c yo f f s e t ，w h i c hi sa l s oa p r e r e q u i s i t ep r o b l e mi nw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o nr e s e a r c h t h ef r e q u e n c yo f f s e t e s t i m a t i o ni so n eo ft h ek e ys y n c h r o n i z a t i o nt e c h n o l o g i e si nc o h e r e n td e t e c t i o ni n b u r s tm o d et r a n s m i s s i o n s i n c et h ep r e c i s i o no ff r e q u e n c yo f f s e te s t i m a t i o nw i l l d i r e c t l ya f f e c tt h ep e r f o r m a n c eo fr e c e i v e r s ，i ti si m p o r t a n tt oi n v e s t i g a t et h e f r e q u e n c yo f f s e ts c h e m ew i t hi m p r o v e da c c u r a c y a n dt h i si se x a c t l yt h er e s e a r c h m o t i v a t i o no ft h i st h e s i s f i r s t l y , t h ef u n d a m e n t a lk n o w l e d g eo ff r e q u e n c yo f f s e ta n dt h o s ep o s s i b l e s o u r c e sr e s u l t i n gi nt h ef r e q u e n c yo f f s e ta r er e v i e w e d m e a n w h i l e ，t h ep r i n c i p l e a n dt h es i g n i f i c a n c eo fe s t i m a t i o nf r e q u e n c yo f f s e ta r ep r e s e n t e d t h e nt h ed e t a i l s o ft w ok i n d so fp i l o tf o r m a ti nt d - s c d m aa n dl t es t a n d a r d sa r ei n t r o d u c e dt o h i g h l i g h tt h ep i l o ts i g n a ld e s i g nu t i l i z e df o rb o t hf r e q u e n c yo f f s e ta n dc h a n n e l e s t i m a t i o ni n p r a c t i c a lb u r s tm o d ew i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ns y s t e m a l s o ，t h e p e r f o r m a n c em e t r i c a sw e l la st h et h e o r e c t i c a lc r a m e r r a ol o wb o u n da r e p r e s e n t e df o rt h ec o m p a r i s i o no fd i f f e r e n tf r e q u e n c yo f f s e te s t i m a t i o ns c h e m e s s o m ec l a s s i ca l g o r i t h m sf o rf r e q u e n c yo f f s e te s t i m a t i o no v e ra w g nc h a n n e la r e p r e s e n t e da n dc o m p a r e dt h r o u g hs i m u l a t i o n st os h o wt h e i ra p p l i c a b i l i t i e si nt e r m s o fe s t i m a t i o nr a n g e ，e s t i m a t i o na c c u r a c ya n dc a l c u l a t i o nc o m p l e x i t y a tt h es a m e t i m e ，t h ep i l o ts i g n a ld e s i g na n di t si n f l u e n c eo nt h ea c h i e v e df r e q u e n c yo f f s e t e s t i m a t i o np e r f o r m a n c ea r ea d d r e s s e da n di ti sd i s c l o s e dt h a tt h ep i l o tp l a c e m e n t s c h e m es h o u l d b et a k e ni n t oc o n s i d e r a t i o nt oa c h i e v et h eo p t i m a le s t i m a t i o n p e r f o r m a n c e a f t e rab r i e fs u r v e yo ft h ee x i s t i n gb l i n df r e q u e n c yo f f s e te s t i m a t i o n s c h e m e ，t h eb l i n df r e q u e n c yo f f s e te s t i m a t i o np r o b l e m sf o rt h em p s ks i g n a l sa r e i n v e s t i g a t e d b a s i c a l l y , t h em p o w e rb a s e dn o n l i n e a rt r a n s f o r m a t i o nc o u l db e u t i l i z e dt oe l i m i n a t et h ee f f e c to ft h eu n k n o w nd a t as y m b o l so nt h ef r e q u e n c y o f f s e te s t i m a t e b yc o m b i n i n gk i m sa l g o r i t h mw i t ht h e e x i s t i n ge s t i m a t i o n m e t h o d so v e ra w g nc h a n n e l ，ab l i n df r e q u e n c yo f f s e te s t i m a t i o ns c h e m ei s p r o p o s e di n t h i st h e s i s i t i ss h o w nt h a tt h ep r o p o s e db l i n d f r e q u e n c yo f f s e t 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 i i 页 e s t i m a t i o ns c h e m ei sa b l et oa c h i e v et h er e a s o n a b l e a c c u r a c yc l o s e t ot h e c r a m e r r a ob o u n df o ras n ra s1 0 wa s0d b t h ei m p r o v e de s t i m a t i o na c c u r a c y , a l o w e rs n rt h r e s h o l d ，t o g e t h e rw i t ht h el e s s c o m p u t a t i o n a lc o m p l e x i t yi n v o l v e d m a k et h e p r o p o s e ds c h e m ea p p e a l i n gf o rm e d i u m l o ws n rc o m m u n i c a t i o n s y s t e m s f i n a l l y , t h ef r e q u e n c yo f f s e te s t i m a t i o np r o b l e mo v e rt h ef l a t f a d i n ga n dt h e f r e q u e n c y s e l e c t i v ef a d i n gc h a n n e la r ed i s c u s s e d d i f f e r e n tf r o mt h ef r e q u e n c y o f f s e te s t i m a t i o np r o b l e mo v e rt h ea w g nc h a n n e l ，n o wt h er e c e i v e ds i g n a l s b e c o m et i m ev a r y i n g b a s i c a l l y , t h ea l g o r i t h m ss u i t a b l ef o rt h ea w g nc h a n n e la r e n ol o n g e rs u i t a b l ef o rt h ee s t i m a t ep r o b l e mo v e rt h ef a d i n gc h a n n e l s o m eo ft h e m o s t l yc o m m o n l yu t i l i z e df r e q u e n c yo f f s e te s t i m a t i o na l g o r i t h mf o rt h ef l a tf a d i n g c h a n n e l ，s u c ha st h ek f ，m k f , u m mv ，n l sa n ds i m p l i f i e dn l sa l g o r i t h m sa r e r e v i e w e da n dc o m p a r e dt h r o u g hs i m u l a t i o n sa sw e l l a n di ti ss h o wt h a tt h e a c h i e v e de s t i m a t i o np e r f o r m a n c ef o ra l lo ft h e s ea l g o r i t h m sa r en o tg o o de n o u g h t oa p p r o a c ht h ec r bo v e rt h ef l a t f a d i n gc h a n n e l a ne s t i m a t i o ns c h e m eb a s e do n c h a n n e le s t i m a t i o na n dc o m p e n s a t i o no v e r f l a t f a d i n gc h a n n e li sp r o p o s e dt o e n a b l et h ef o l l o w i n gt w os t e pe s t i m a t i o ns c h e m e f i r s t l y , u s i n gt h es i m p l i f i e d n l sm e t h o dt oe s t i m a t et h ei n i t i a l f r e q u e n c yo f f s e t s e c o n d l y ，t h ef a d i n g d i s t o r t i o ni se v a l u a t e da n dc o m p e n s a t e dt ot r a n s f o r i l lt h ef r e q u e n c ye s t i m a t i o n i s s u eo v e rt h ea w g n s i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a tt h ep r o p o s e ds c h e m ec a n a p p r o a c ht h ec r bf o ra w g nc h a n n e l k e yw o r d s ：c a r r i e rf r e q u e n c yo f f s e t ，c r a m e r r a ob o u n d ，b l i n de s t i m a t i o n ， f l a t - f a d i n g 西南交通大学曲阐父逋大字 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定， 同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子 版，允许论文被查阅和借阅。本人授权西南交通大学可以将本学位 论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、 缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 保密口，在一年解密后适用本授权书。 本学位论文属于 不保密眦 ( 请在以上方框内打“ ) 学位论文作者签名：荔跌复鲰 指导教师签名：疡嗍 日期：2 0 o 年岁月，争日日期：珈口年r 月哆日 西南交通大学学位论文主要工作( 贡献) 声明 本人在学位论文中所做的主要工作或贡献如下： 1 、分析频偏估计的原理及频偏估计的评价性能指标，推导c r b 公式以及 分析导频位置的分布对c r b 的影响。在研究国内外频偏估计方法的基础上， 对各种估计算法进行整理和仿真分析，为后续的工作奠定基础。 2 、结合盲频偏估计思想，提出一种可以降低信噪比门限值的盲频偏估计 方法。 3 、对平坦衰落信道和频率选择性信道下的频偏估计方法进行仿真。在平 坦衰落信道下，基于现有频偏估计方法的性能均不是十分理想，提出一种基于 信道补偿的消除衰落影响的平坦衰落信道的频偏估计方法，该方法可以将平坦 衰落转化为a w g n 形式，可以大大提高估计性能。 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是在导师指导下独立进行研究工作所 得到的成果。除文中已经注明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集 体己经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均己 在文中作了明确说明。本人完全了解违反上述声明所引起的一切法律责任将由 本人承担。 学位论文作者签名：弓长复诵 日期：2 0j ，乡j 牛 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 页 1 1 频偏的介绍 第1 章绪论 在移动通信系统中，突发( b u r s t ) 模式传输的数据检测取决于对参数估计的 准确性。接收机首先要对数据进行同步，这其中包括了码元同步、载波频率和 相位同步以及帧同步。本文正是研究载波频率的估计方法并对其进行补偿，使 发射机和接收机达到频率和相位的一致，以便更好地进行数据恢复。单个复正 弦信号的频率快速估计是许多不同应用中都需要解决的基本问题，阵列信号处 理、光谱估计、数字通信中的载波和时钟同步、f s k 调制、多普勒速率估计、 信号侦听和检测等等都是快速频率估计很好的应用例子。 1 1 1 频偏的概念 在无线通信系统中，接收机一般有自己的振荡器产生本地载波，并用这个 载波和接收信号相乘实现下变频。但由于多普勒频移和振荡器的精度等因素， 使得接收信号的载波和本地载波并不完全同步，存在频率偏移( 简称频偏) ，如 图1 1 所示。图中，发送设备采用中心频率为，：的发送载波，在接收时，希望 产生与发送机同频同相的载波实现下变频，但是由于存在频偏厶的影响，接收 机得到的载波变成，：，本文的研究目的是估计移动通信系统中的频偏厶，并利 用该值对接收的载波f 进行补偿，使之与发送载波疋具有相同的频率，实现相 干解调。 幅 度 图1 1 频偏示意图 即使接收机采用很精密的振荡器， 仍然存在。当接收机处于移动状态时， 窒 由于存在多普勒频移等其他因素，频偏 由于相对运动产生的多普勒效应将导致 西南交通大学硕士研究生学位论文第2 页 接收机接收到的信号载波频率与所发射信号载波频率之间存在一定的偏差，即 多普勒频移，这就是奥地利学家c h r i s t i a nd o p p l e r 于1 8 4 2 年提出的理论一多 普勒效应，如图1 2 所示。当接收机以恒定的速率y 在距离为d ，端点为x 和 y 的路径上运动时，收到来自源点s 发出的信号。无线电波从发送设备s 出发， 在x 点与y 点分别被移动台接收时所走的路径差为a x , = d c o s 0 , = v a tc o s o , ，a t 是 移动台从x 运动到y 所需时间，口是x 和y 处于入射角的夹角，由于源点距 离很远，可假设x ，y 处的口是相同的。所以由路程差造成的接收信号相位变 化值为： 够：2 n a x ；：2 z r v a tc o s 谚( 1 1 ) 。 五刀 式中，兄为波长。由此可得出频率变化值，即多普勒频移疋为： 厶：土竺：兰c o s 只( 1 2 ) ，j 一一一l ，； i 。二， 。“ 2 z ra t 咒 上式中，与入射角无关，是六的最大值，无= 称为最大多普勒频移。由上 式可知，多普勒频移与移动台运动速率、移动台运动方向及无线电波入射方向 之间的夹角有关。若移动台朝向入射波方向运动，则多普勒频移为正，若移动 台背向入射波方向运动，则多普勒频移为负【2 7 】。信号经不同的方向传播，其多 径分量造成接收机信号的多普勒扩散，因而会增加信号的带宽。 严格地讲，多普勒效应和本地载波频差对接收机的影响是不一样的，前者 不仅对信号进行频谱搬移，而且会产生码间干扰，影响数据传输速率；后者则 仅对信号频谱进行搬移，不影响码速率。 襁一， 图1 2 多普勒频移示意图1 2 7 以上分析了产生频率偏移的两个原因。在高速数字通信系统中，对频偏的 要求往往非常苛刻，在t d s c d m a 系统中，要求移动设备和基站的频率偏差 不超过0 1 p p m ( p a r t sp e rm i l l i o n ，百万分率) 。虽然3 g p p ( 第三代移动通信合作 伙伴计划) 允许移动用户设备使用较低廉的频率振荡器，但最大的频率偏差只 能达到1 0 p p m ，这要求移动设备能够将2 0 m h z 范围的频偏纠正到2 0 0 h z 以内， 最后实现基站与移动用户设备间频率完全一致，也就是频率同步。这样的频率 s ， ， | | ， ， ， 西南交通大学硕士研究生学位论文第3 页 精度，振荡器很难达到，况且如果存在多普勒频移，即使采用高精度振荡器也 无济于事，而需要采用有效的频偏估计算法精确估计出频偏值并加以补偿。 1 1 2 频偏的存在对数字接收机的影响 通过上小一节了解了频偏的概念，这一节将说明频偏的存在对接收性能的 影响，主要从两个方面来阐述，接收信号星座图的变化和误码率可以反映出频 偏的影响。 对于数字接收机来说，频偏将带来恶劣的影响，它将使得下变频后的信号 频谱发生搬移，严重影响接收机的系统性能，最终导致接收机误码率提高，甚 至不能正确地接收信息。 在接收机中实现下变频时，需要产生一个同频同相的载波与接收的信号相 乘，由于频偏的存在，此时不可能产生一个和发送机完全一致的载波频率，即 如果发送设备的信号是a c o s 2 n f , t ，而接收端用c o s 2 万( z - + f o ) t 与之相乘实现相 干解调，则得到的信号的表达式为： y ( f ) = 寺彳lc o s ( 2 万( z + z 五) f ) + c o s ( 2 万( 石) f ) i ( 1 3 ) 这个信号经过低通滤波后得到的信号为： 1 y 。( t ) = i a e o s ( + 2 x f o t ) ( 1 - 4 ) z 从上式可以看出，由于频偏的存在，信号经过相干解调下变频后，并没有得到 零频率信号，而是得到一个以厶为中心的频率信号，这将会严重的影响接收机 的性能。 本文以q p s k 调制信号为例，分析由于频偏的存在对信号星座图的影响。 在仿真中，假设信道是理想的，即没有加性噪声和衰落失真。随机产生q p s k 信号，采用相干解调，载波的中心频率是8 0 0 m h z ，分析了三种情况：零频偏、 频偏较大和频偏较小时的星座图变化，如图1 3 中的a ，b 和c 图。a 图给出了 没有频偏的情况的星座图，b 图给出了经采样时间归一化频偏为0 0 0 1 的星座 图，c 图给出了归一化频偏在0 0 0 0 1 的情况下的星座图。a 图中，由于不存在 频偏且信道是理想的，所以信号的星座图完全重叠；而对于b 图和c 图的情况， 由于信号受到了乘性相位干扰，使信号的相位发生旋转，所以接收信号的星座 图并没有聚集在理想值中心，特别是当频偏比较大时( b 图) ，信号的星座图随 机分布在圆周上，即使当频偏比较小时( c 图) ，星座图仍有较大的偏移。从这 三幅图中看出，频偏的存对对信号的影响是严重的，不可忽略的。 西南交通大学硕士研究生学位论文第4 页 a 频偏为零时的星座图 b 频偏为0 0 0 1 时的星座图c 频偏为0 0 0 0 1 时的星座图 图1 3 频偏对q p s k 调制信号星座图的影响 前面分析了频偏的存在对信号的相位的影响，由于相位发生了偏移，接收 的信号就可能发生解调错误。图1 4 中给出了频偏对接收信号的误码率的影响。 仿真中，仍采用q p s k 调制，信号的信噪比s n r = 2 5 d b ，从图中可以看出，随 着频偏的增大，信号的误码率也随之升高。如此高的误码率会导致在实际应用 中无法进行正常的通信。因此，如果信号存在频率偏移，则需要通过有效的方 法估计出频偏，并对其进行补偿。 西南交通大学硕士研究生学位论文第5 页 1 1 3 频偏估计原理 图1 4 频偏对接收信号误码率的影响 载波频偏估计算法的原理就是利用接收的观测信号构造出待估计序列，然 后经过一定的运算处理得到频偏值厶，随后对接收信号进行频偏补偿，从而实 现发射端和接收端的载波频率同步。频偏估计的数学模型如图1 5 所示，其中 s ( f ) 是发送信号，石是频偏，y ( t ) 是接收到的信号。 噪声和频偏厶 图1 5 频偏估计系统模型 在a w g n 信道中，接收滤波器的输出信号可以表示为： y ( k ) = c ( k ) e 舭石雕柑) + 五( 尼) ，后：1 ，2 ， ( 1 5 ) 其中c ( 后) 代表调制信号，其幅度为巨，本文中将调制信号的幅度归一化为单 位l 。代表频偏估计中利用的接收信号数据长度，厶代表经采样时间归一化 的未知载波频偏，秒代表均匀分布在( 0 ，2 n ) 之问的载波初相位。一般地，如果 只考虑频偏估计，假设秒为零或是已知。五f 尼) 代表均值为0 、方差为仃2 的独立 同分布复高斯白噪声。 西南交通大学硕士研究生学位论文第6 页 本文的主要内容是通过接收信号y ( k ) 序列估计( 1 5 ) 式中的频偏厶。一般而 言，频偏估计方法可分为基于数据辅助( d a t a a i d e d ，d a ) 和非数据辅助 ( n o n d a t a a i d e d ，n d a ) ( 也称盲估计) 的频偏估计两大类技术方案。在有数据 辅助的频偏估计中，调制信号c ( 足) 是已知的，一般是已知的导频符号，用于得 到信道状态信息；在盲频偏估计中，调制信号c ( 后) 是未知的，因此在频偏估计 中必须设法消除c ( 尼) 的影响。对于有数据辅助的估计方法，通常利用已知导频 符号的共轭消除调制信号的影响，即对( 1 5 ) 式进行以下运算： r ( k ) = c ( 后) y ( 尼) - - c + ( 尼) c ( 后) p 7 2 ”矗+ 口) + c + ( 尼) 五( 尼) ( 1 - 6 ) = e j ( 2 ”f o “口) + 以f 后1 n ( k ) 是与( 1 5 ) 式中的噪声具有相同分布的噪声项，信噪比s n r 定义为： f1 s n r = 等= ( 1 7 ) o g 1 ( 1 6 ) 式是许多算法中假设导频已知时采用的接收信号的观测序列。 1 2 频率估计技术国内外研究现状 从已有的文献来看，关于频偏估计问题已经有很多研究成果，有大量可以 利用的实用算法，这些算法和研究成果成为改进频偏估计性能的重要保障。在 复高斯白噪声信道下，对于有数据辅助的频偏估计，r i f e 等人于19 7 4 年在文 献【1 中提出一种基于离散时间的单音参数估计，给出了在高斯白噪声情况下频 偏估计的均方误差的克拉美罗界( c r a m e r r a ob o u n d ，简称c r b ) 公式，为后 续学者研究频偏奠定了良好的基础。 l9 6 6 年，a j v i t e r b i 提出了一种经典的基于最大似然的频率估算方法： i 1 2 m a x a r g a ( f o ) = m a x a r g l z r ( j | ) p 一7 2 4 7 。l ( 1 8 ) f o f o k = l i 使似然函数最大的厶值就是频偏估计值，从这个式子中可以看出，频偏的估计 表达式没有闭式解，需要在一定的范围内搜索估计值，如果搜索步长较大，估 计准确度就会比较小，但如果搜索步长太小，计算量将非常大。 常用的频偏估计大都是设法从接收导频符号自相关函数的相位或基于相 位差中估算出频偏估计结果。前者是对接收的信号做自相关运算，然后利用相 关函数的信息进行处理的方法；基于相位差的方法主要是针对中高信噪比的方 法，由于信噪比比较大，因此可以把加性噪声的影响转化为乘性相位的影响。 m f i t z 在文献 3 中提出的算法与m l i s e 和r r e g g i a n n i n i 在文献 4 】中提出的算 法都是基于对接收信号求自相关函数的频偏估计方法。这种方法的估计性能都 西南交通大学硕士研究生学位论文第7 页 接近c r b ，但算法的估计范围都有限制，因此在实际应用中需要在估计范围与 估计精度之间进行合理地折中。为了增加频偏估计的估计范围，u m b e r t o m e n g a l i 和m m o r e l l i 在文献【5 】中提出一个可以将估计的归一化频偏范围扩展 到士0 2 内的方法，这个算法主要是将信号的自相关函数 1n i r ( 历) = i = ，( 尼) ，+ ( 七一历) ， 1 历m ( 1 9 ) i 、一h lk = m 作以下变换 一 1 n - i r ( m ) = 芝：e x p ( j 木( 鹕( 尺( 七) ) 一a r g ( r ( k - m ) ) ) ) ( 1 - 1 0 ) _ t v m 石” m 是估计中需要设计的参数，且要满足m n 。这个方法可以在不影响频偏估 计性能的条件下，扩大频偏估计的范围，类似的方法也可以应用于平坦衰落信 道条件下的频偏估计问题。 针对中高信噪比条件下的频偏估计问题，s t r e t t e r 在文献 6 】中提出将加性 复高斯噪声转化为相位噪声的分析方法，再利用最小二乘方法估计频偏，但是 要求在估计中相位不能发生跃变。s k a y 在文献 7 中同样利用了这种分析方 法，提出了一个针对t r e t t e r 估计算法的修正方法，有效地避免相位跃变问题。 上述频偏估计方法在高信噪比时估计值的均方误差接近c r b ，但是存在信噪比 门限问题。周明等人【2 2 】在2 0 0 8 提出一种差分相位估计方法，这种方法利用连 续的数据帧，使得频偏估计的均方误差小于传统估计方法的c r b 。 事实上，除了接收信号自相关函数的相位之外，接收信号自相关函数的幅 值同样可以用于改善频偏估计性能。h u af u 等人【2 l 】在2 0 0 7 年提出幅度和相位 信息联合的最大似然估计算法，不但可以得到频偏的估计值，还可以得到相位 的估计值，算法性能比较理想，接近c r a m e r r a o 界。 基于导频符号的频偏估计方案通常能提供较好的频偏估计结果，但在发送 符号中插入导频符号会在一定程度上降低系统效率。盲频偏估计是从未知的携 带用户数据的接收符号中估计出频偏值的有效方法。在盲频偏估计技术方案 中，因为所使用的数据符号对于接收端而言是未知的，为了避免未知数据符号 相位对载波频偏估计的不利影响，必须首先设法消除其影响，这也是实现盲载 波频偏估计中的一个基本思路和关键问题。v i t e r b i 等人在文献 8 】中系统地提 出了基于m 次方非线性运算的基本方法，有效地消除了未知数据符号相位对 频偏估计的影响。理想情况下，经过m 次方变换处理后的信号已经消除和补 偿了未知数据符号相位的影响，因此在后续频偏估计中，可以采用常用的频偏 估计方法进一步计算得出频偏估计结果。k i m 在文献 9 中给出了一个盲频偏估 计方法( 以下简称k i m 算法) ，首先利用了m 次非线性变换，然后将信号模型 转化为k a y 估计模型，采用基于数据相位差的频偏估计方法。但是k i m 算法 西南交通大学硕士研究生学位论文第8 页 存在着信噪比门限效应，且在信噪比较大时，估计的性能改进不大。 衰落信道下由于信道衰落的乘性失真影响，使得频偏估计问题变得更为复 杂，很多方法都要求预先已知信道的相关信息，这在实际中很难实现。w e n y i k u o 和f i t z 在文献 10 中给出了在平坦衰落情况下的频偏估计方法，并给出了 在平坦衰落信道下的克拉美罗界，以下称为k f 算法。m o r e l l i 等人在文献 1 1 】 中给出一种修正的k f 算法( m k f ) ，这个方法利用了文献 5 】中的思想，用于扩 大估计范围，并同时给出多普勒扩展的计算表达式。2 0 0 1 年b e s s o n 等人在文 献 12 】中给出了两种方法，称为u m m v 和n l s 方法，这两种方法的优点是不 需要已知信道信息，估计性能较好。但是n l s 算法没有闭式解，所以计算量 比较大，胡赞鹏等人【25 】在2 0 0 7 年l2 月提出一种基于n l s 的快速频偏估计方 法( s i m p l i f i e dn l s ) ，这个方法对文献 1 2 】中的n l s 表达式进一步处理，求得一 个计算量小且不失准确度的估计方法。在频率选择性信道条件下，由于存在多 径的影响，适用于高斯白噪声下和平坦衰落信道下的频偏估计方法就不再适 用。h e b l e y 等人在文献 13 中给出了一种用于频率选择性信道的频偏估计方 法，后来称之为h t e 方法，这个方法的主要优点是不依赖于信道状态信息， 不要求已知信道的自相关信息，但是计算量比较大。后来m o r e l l i 等人【1 4 】又提 出了三种频偏估计方法，第一种是最大似然方法，该方法是联合信道估计与频 偏估计，是一种比较经典的方法，但计算量比较大，第二种方法假设导频符号 是周期具有性，大大减小了计算量，第三种方法是对第二种方法的进一步化简 计算运算，利用接收信号的自相关函数的处理得到一个简化表达式。 基于对以上的各种算法的理解和研究，分析各算法的优缺点、存在的问题 和现存的热点研究方向的综合考虑，本文的主要研究方向为盲频偏估计方法和 衰落信道下的频偏估计方法。针对已有的盲频偏估计方法存在较大的信噪比门 限问题，本文提出一种可以降低信噪比门限的盲估计方法，可以降低15 d b 的 信噪比门限值且性能接近c r b 。在平坦衰落条件下，提出一种基于信道补偿消 除衰落影响的频偏估计方法，可以将衰落信道的频偏估计问题转化在a w g n 下完成，大大提高了估计性能，使频偏的均方误差突破平坦衰落条件下的c r b 而接近a w g n 下的c r b 。 1 3 论文研究的主要内容和组织结构 本文以研究移动通信系统中接收端的频率偏移的估计方法为主要内容，各 章节内容安排如下： 第1 章主要介绍了频率偏移的概念以及频偏的存在对接收端产生的影响， 西南交通大学硕士研究生学位论文第9 页 表明了研究频率偏移估计及补偿的意义，给出了频偏估计的原理，分析了频偏 估计的国内外研究现状。 第2 章主要介绍了两种通信系统无线帧格式以及帧格式中导频的位置及 作用，并且介绍了频偏估计的性能指标，详细推导了c r b 公式以及导频在无 线帧格式中的位置对估计频偏的影响。 第3 章主要介绍了在a w g n 信道条件下的几种经典的频偏估计方法以及 盲频偏估计方法，通过分析和仿真比较了各种的估计方法的优缺点和性能，并 在现有盲估计方法基础上给出了一种可以改善信噪比门限值的盲估计方法。 第4 章主要介绍了在平坦衰落及频率选择性衰落条件下的频偏估计原理 和方法，通过仿真分析表明，本文所提出的基于信道补偿消除衰落影响的频偏 估计方法在平坦衰落情况下可以获得比现有的估计方法有很大改进的性能，并 且性能可以接近a w g n 信道下的c r b 。 第5 章是结论与展望，总结本文所做的工作，提出了在论文完成过程中的 一些经验和体会，并对未来的研究工作进行展望。 西南交通大学硕士研究生学位论文第1 0 页 i m 一一；： _ | 。1 曼曼! 曼! 曼! 舅 第2 章导频设计与频偏估计 对于有数据辅助的频偏估计方法，必须要预先己知导频序列的结构。许多 通信标准的无线帧格式中都有专门的导频时隙，导频信号的产生对于接收端是 已知的，合理地利用导频信息可以帮助频偏的估计。本章将结合t d s c d m a 系统和l t e 系统两种通信标准的帧格式结构，介绍频偏估计的性能指标，包 括s n rf - j 限、均方误差和c r b 等，最后推导了c r b 公式及导频放置位置对 频偏估计的c r b 的影响。 2 1 无线帧格式与导频设计 数字通信系统中的可靠数据传输依赖于可靠的接收信号同步机制，例如载 波频率相位和符号同步等，而为了有效保证接收同步，在实际的通信系统设 计中，特别是t d d 模式下的物理信道通常都有专门的导频时隙设置。一般而 言，t d d 模式下的物理信道由突发( b u r s t ) 构成，这些b u r s t 以无线帧为单位进 行传输。无线帧可以连续分配，即每一帧的时隙都分配给物理信道，也可以不 连续分配，即仅有部分无线帧中的时隙分配给物理信道。一个无线帧数据通常 包含导频部分和数据信息部分。 2 1 1t d s c d m a 无线帧结构 t d s c d m a 系统共定义了4 种时隙类型，分别是下行导频( d w p t s ) 、保护 间隔( g p ) 、上行导频( u p p t s ) 和7 个常规时隙( t s 0 t s 6 ) ，d w p t s 和u p p t s 分别用作下行同步和上行同步，不用来承载用户数据。下行导频时隙用来发送 下行同频码( s y n cd l ) ，其时隙长度为9 6 c h i p ，其中同步码长为6 4 c h i p ，前面 有3 2 c h i p 用作t s 0 时隙的拖尾保护。上行导频时隙被u e 用来发送上行同步码 ( s y n cu l ) ，以建立和n o d eb 的上行同步。u p p t s 时隙长度为1 6 0 c h i p ，其 中同步码长为l2 8 c h i p ，另有3 2 c h i p 用作拖尾保护。g p 用作上行同步过程中 的传播时延保护，共9 6 c h i p s ，常规时隙( t s 0 t s 6 ) 用作传送用户数据和控制信 息，t d s c d m a 系统物理帧结构如图2 1 所示【l5 1 。 西南交通大学硕士研究生学位论文第11 页 d w p t s ( 9 6 c h i p s ) 7 一一一、一。一r ，- r 上下行转化点 t s 0 0 十 0j t s 6 图2 1t d s c d m a 系统的帧结构 在t d s c d m a 系统中，每个子帧中的下行导频时隙( d w p t s ) 用作下行导 频和同步设计，其时隙结构如图2 2 所示。终端开机时必须取得下行导频信号， 以便进行下行同步。整个系统有3 2 组长度为6 4 的基本下行同步码序列，一个 下行同步码序列唯一的标识一个小区和一个码组，用于区分不同的基站。 7 5 u s g p ( 3 2 c h i p s ) s y n cd l ( 6 4 c h i p s ) 图2 2 下行导频时隙结构不意图 每个子帧中的上行同步码用于建立上行初始同步和随机接入，以及越区切 换时邻近小区测量。当u e 处于空中登记和随机接入状态时，它将首先发射 s y n cu l ，当得到网络的应答( 收到系统下发的f p a c h ) 后，发送随机接入 信息，其时隙结构如图2 3 所示。整个系统有2 5 6 个不同的基本上行同步码， 分成3 2 组，每组8 个，码组由小区确定。因此，8 个上行同步码对小区和已 完成下行同步的u e 来说都是已知的。当u e 要建立上行同步时，将从8 个已 知的上行同步码上随时选择1 个，并根据估计的定时和功率值在上行导频时隙 发射【16 1 。 1 2 5 s y n c _ u l ( 12 8 c h i p s )g p ( 3 2 c h i p s ) 图2 3 上行导频时隙结构示意图 突发结构中的训练