无线接收机理论与设计.doc

无线接收机系统构成与设计无线通信经历了一个多世纪,直到现在仍有人在警讶无线信号能通过空间,进行长距离的传播。人们终于发现:射频信号是电磁波类似于可见光和红外线,仅仅波长不一样而己。无线信号的波长比光波米长大得很多很多,他覆盖的范围大约从25000米(VLF低端)到微波波段的毫米波段。无线信号具有不同的形式,如振幅调制(AM)、频率调制(FM)、相位调制等。调制是把信息附加在载波(等幅正弦波)的过程。信息一般是来源于语言和音乐的音频信号或者是来源于图象的视频信号,当然,也可能为数字信号。被调制的信号由发射机中的功率放大器放大到足够的功率电平,然后馈送到发射天线,以电磁波的形式向空间辐射出去。位于接收点的地方也有一个合适方向性及合适极化方向的接收天线,从空间感应出微弱的电信号,然后经过馈线送入无线接收机。2-1 天线及馈线系统天线是无线通信系统、遥测遥控系统、雷达定位系统、导航系统及电视广播等系统的重要组成之一。他的性能直接影响整个系统的性能,例如通信距离、定位精度等。天线的种类很多,从大类来讲有:线元天线、行波天线、阵列天线、孔径天线;从种类来讲有:偶极与单极天线、环天线、隙缝天线、行波天线、微带天线、喇叭天线、反射面天线等,另外还有宽频带天线、线阵和平面阵天线等。本节仅给出天线的一些最基本的概念及VHF频段常用的天线类型。天线在空间辐射的能量按一定的形状分布,他的三维立体图形一般用水平方向图与垂直方向图表示,如图2-1所示,(a)为立体分布图,(b)为垂直方向图,(c)为水平方向图。天线的方向一般为双瓣或多瓣曲线,其中能量最大的瓣称为主瓣,其余称为付瓣。付瓣中与主瓣相对的为后瓣,其余的又称为旁瓣(见图2-2)。可用两个参数来表示天线的方向图方向图和前后比。图2-1 天线空间辐射能量分布图形图2-2 天线的方向性图方向角就是当辐射场强下降到最大值的0.707(半功率点)时的两个点对应的夹角。前后比就是主瓣的最大值与后瓣最大值之比,用n表示。半波振子的n=1,即具有两向性(图2-2(a),能量向两个方向辐射。天线的增益是天线的另外一个重要的指标,定义为:保证接收点相同的场强条件下,各方向同性天线的输入功率和输入该天线功率之比,即 (2-1)用分贝表示为:半波振子天线GA=2.2dB。天线有相对应的工作频率,在此工作频率上,天线呈阻性,较低频率呈容性,较高频率呈感性;偏离工作频率时,辐射功率减小,辐射功率减小到最大值的一半时所偏离的上下频率范围称为天线通频带。天线通频带与天线的形式、振子金属管径的粗细有关。振子管径越大,频带越宽,但粗到一定程度时,对带宽的改善很小。图2-3给出了常用的VHF天线的外型。(a)、(b)、(d)、(e)和(f)都属于折合振子类型天线,图2-3 常用的VHF天线外形图图2-3(c)称之为蝙幅翼天线,主要用于VHF频道的电视发射天线。发射机输出到天线之间总有一段馈线,馈线是传输线,他的质量好坏直接影响天线端口的有效功率。例如,馈线损耗3dB,送到天线端口的功率降低一半。除了馈线损耗外,还要考虑馈线的功率容量,防水性能,抗盐雾性能等。2-2 调谐放大式射频接收机这类接收机是早用于广播商业接收机的种类。他使用LC调谐电路来拾取波段内所需要的信号，天线接入谐振回路则采用部分接入的办法，完成天线与负载的阻抗匹配。调谐放大式射频接收机的电路构成见图2-4(a),由调谐电路、射频放大器、检波器、低频放大器和耳机组成。由天线感应的信号经输入谐振回路选频后送入RF放大器放大,放大器的负载为谐振回路,具有选频的能力,因此,这种放大器称为选频放大器,幅度放大的信号送到检波器,捡波成为音频信号，然后，经音图2-4 调谐放大式射频接放机频放大器放大后送对耳机发出声音。检波器后的R1C3构成低通滤波器，滤去RF载波，R1兼作音量控制。接收机接收的信号频率范围是很宽的，例如，短波接收机的频率范围是1.6MHz30MHz。众所周知，RF放大器的放大倍数一般是倍频程下降6dB。因此，接收机频率低端与频率高端的放大倍数相差甚远,引起音量的大小变化。更复杂的调谐放大式射频接收机则采用多个调谐RF放大器级联的方式(图2-4(b)，这种接收机具有更高的放大倍数和更尖锐的调谐特性。2-3 超外差射频接收机 超外差射频接收机早在1920年就已发明出来,但受专利限制,一直少为人知。随着广播事业的蓬勃发展和专利的解密, 超外差射频接收机把所有欲接收的RF载波信号转变为一个固定的频率后再进行放大、处理就成为了一个基本概念。基本的超外差射频接收机由混频器、本地振荡器(LO)、中频(IF)放大器、捡波器和音频(AF)放大器组成。高质量的超外差射频接收机还包含有RF放大器。超外差射频接收机的组成框图见图2-5。图2-5超外差射频接收机构成框图从天线上接收到的微弱信号送到RF放大器放大,放大后的RF信号送入混频器与本振信号进行混频，混频器是非线性电路,他至少会产生四种频率的信号:RF信号、LO信号、RF+LO信号(和信号)及RF-LO信号(差信号)。IF放大器具有良好的选频功能,他选出和信号或差信号进行放大。一般情况下的超外差射频接收机的IF是取差信号。例如，中波调幅广播接收机的中频是465KHz。当接收的信号频率变化时，本地振荡器在调谐控制下，振荡频率也跟着变化,始终保持差频(或和频)的值中频频率基本上不变化(如果变化的话,变化的值也应该在允许范围之内)。由于IF频率是固定的,这种放大器可精心设计，使之提供整个接收机主要的增益，而且具有良好的选择性。而RF放大器的增益是有限的,他在频带内增益的波动不足以影响整机性能。超外差射频接收机的整机性能优秀，调谐放大式射频接收机的性能无法与之相比。2-3-1 超外差射频接收机的主要指标超外差射频接收机的整机性能优秀，己成为射频接收机的主流方向。无线接收机的主要性能指标就是:灵敏度、动态范围、选择性与镜象响应。现代侦察接收机和数字信号接收机(例如,无线数字通信接收机、无线高清晰度数字电视接收机等)则对他们的“线性度”也提出了要求,有关接收机的线性度问题，后面的章节再来讨论。2-3-1-1 测量单位射频接收机中，输入信号电平一般以微伏(V)或纳伏(nV)表示，伏的单位太大。接收机能正常接收的最小输入信号电平常常用于表示为接收机的灵敏度。输入信号电平的大小在相同接收天线的条件下与接收机的输入阻抗有关，一般情况下规定输入阻抗为50或者75，视不同的系统而定。(1) dBm这是在电子系统中广泛应用的功率单位，定义作用在50阻性负载上1mW的功率为0dBm，计算公式为10logPmW。例如：2mW为3dBm，10mW为10dBm，20mW为13dBm，100mW为20dBm，1W为30dBm，如此等等。功率单位使用dBm在设计射频接收机时带来了极大的方便。(2) dBmV和dBV这两个单位主要用于75的电视接收机系统中。作用在75欧姆电阻上的输入信号电平为1mV(或1V)为0dBmV(或0dBV)。计算公式为20logVmV(或20logVV)。例如：1mV为60dBV，1V为120dBV，如此等等。2-3-1-2 噪声射频接收机必须在有噪环境下检测信号。信号电平高于噪声电平才能成功的被检测应用。因而信噪比(SNR)是关健指标。噪声来源于不同的场合，为了便于讨论，分成两种类型:接收机内部的和外部的。外部的噪声是自然的和人为的电磁信号落在接收机的通带之内。接收机内部噪声是由接收机设计不良引起的，理想接收机自己不产生任何噪声，他的输出仅包含输入端口伴随射频信号一起的噪声。实际的接收机内自己会产生一定电平的内噪声。众所周知，任何温度高于绝对00K的电阻都是有噪的，这是由于电子的布朗运动引起。2-3-1-3 灵敏度 接收机拾取弱信号能力的测度。RF接收机灵敏度低的表面原因是接收机的射频前端的增益低,虽然IF放大器提供了最主要部分的增益。实质原因是射频前端低的增益使接收机总的噪声系数增加。接收机的灵敏度定义为: (2-2)式中: 接收机总的噪声系数; PS min 接收机能够正确接收的最小信号; D 识别系数,接收机能正确接收信号的最小信噪比; T 工作温度,一般为室温2900K(也可设定为3000K); k 玻尔兹曼常数,; B 接收机等效噪声频带宽度(工程上近似的用IF带宽代替);式(2-2)也可用dB表示: (2-3)2-3-1-4 动态范围(1) 1dB压缩点无源线性网络在一定的频率范围内正弦稳态输出与输入信号电平之间呈现线性关系，而且输出中无额外的频率成分。有源网络在小信号条件下，可近似的看成是“线性”网络,忽略其非线性。有源网络中由于存在双极晶体管及场效应晶体管,这些器件本质上是非线性器件,如果又是大信号激励,则有源器件的非线性是不能忽略的。无线接收机系统中包含有众多的有源网络,还包含有本身就是非线性用的混频器，情况更加复杂。无论如何,在小信号情况下,无线接收机应该可以看成是线性的(输入为RF信号,输出为IF信号)，或者说，具有弱的非线性。但随着输入信号的增加,输出中频信号的幅度会偏离线性。当输入信号大到图2-6 1dB压缩点和动态范围 一定程度，使输出信号偏离线性输出1dB时的那个点称之为1dB压缩点，对应的输入信号称之为输入1dB压缩点,用P入1dB表示;对应的输出信号称之为输出1dB压缩点，用P出1dB表示(见图2-6)。(2) 最小可检测信号(MDS)工程上定义单位Hz,理想无噪系统的最小可检测电平为基底热噪声以上3dB的信号电平(图2-6)。例如:室温下的基底热噪声功率谱密度为-174dBm/Hz,则单位Hz下,无噪系统的最小可检测电平为-171dBm。实际系统是有噪声系统，等效噪声频带宽度为B,则最小可检测电平为: (2-4)(3) 动态范围(DR)动态范围定义为: (2-5)图2-6中给出的DR是单位Hz，无噪系统的动态范围。接收机的动态范围是非常重要的指标之一，这个指标主要决定于RF放大器、混频器及中频放大器等有源器件的线性度。动态范围扩展最难的是大信号范围的扩展。例如，RF放大器(LNA)的增益为20dB,输出的P1dB为18dBm,双平衡混频器的本振功率为10dBm,输入的P1dB为+5dBm,为保证线性，混频器的输入电平不允许超过该值。因此，LNA的最大输入信号为-15dBm(+5-20=-15dBm)。为了扩大动态范围的上限，可采间图2-7所示电路，当输入信号电平接近-15dBm时，两个单刀双掷开关上打，旁路RF放大器。显然，采取这种方案后，动态范围的上限扩展到了+5dBm，即扩展了20dB。图2-7 扩展动态范围上限2-3-1-5 选择性 接收机隔离两个空间相近的信号和抑制附近和远离所需的、被调谐信号的能力。预选器提供的选择性可以降低空间上非常相近的信号(这本来是由IF放大器的选择性完成的)，所以,用于减小大的本地信号(即输入过载)。接收机中使用预选器可以大大提高选择性及其他指标。2-3-1-6 镜象响应镜象响应仅仅影响超外差接放机,他实际上为一种对高于有用信号二倍IF(高本振)的信号或低于有用信号二倍IF(低本振)的信号的寄生响应，对应的信号称之为镜象干扰(图2-8)。N1图2-8 超外差接收机中的镜象干扰为高本振下的镜象干扰，N2为低本振下的镜象干扰。镜象干扰频率与本振信号频率之间也相差一个中频I，只要能进入混频器，同样的下混为中频，与信号一起进入中频放大器放大。因此，减小镜象干扰的唯一方法是不让镜象干扰信号进入混频器，甚至不要进入混频器之前的RF放大器,因为RF放大器的非线性使泄漏到RF放大器的本振信号与镜象干扰信号进行混频而产生中频干扰信号,此信号同样可以畅通无阻的经过混频器而进入中频放大器。阻止镜象干扰信号进入的唯一方法是加入中心频率为S的预选器,最好在RF放大器之前加入(这种方法的缺点是:预选器一般是无源的滤波器，他的插入损耗直接附加在总的噪声系数上,并主要地影响LNA的噪声系数对总的噪声的贡献，使总的噪声系数明显的增加，从而降低了整机灵敏度。因此,总是要求预选器的插损愈小愈好。)。图2-8给出了预选器的频率特性，从图可知，预选器的选频特性有效的阻挡了镜象干扰信号的进入，I的值愈大，愈有利于镜象干扰信号的抑制，因为N离开预选器中心频率S愈远,抑制愈好。提高镜象抑制的一种好方法就是选择高中频。2-3-2 RF放大器和预选器电路上述分析充分说明了预选器的重要，特别是信号环恶劣，同时存在其他的强信号电台及强的干扰，限止或大大削弱这些信号进入接收机就成为首当其冲的事情，特别是信号的动态范围上限较大的情况下更是如此。图2-9给出了无源预选器电路。图2-9 无源预选器电路在RF接收机中，预选器常常与RF放大器有机的组合在一起构成一个完整电路。图2-10给出的是结型场效应管预选器实际电路。该电路工作在低VHF频段,共源组态，R2，C4完成源电流自给偏压，漏极电压通过R3和RFC1提供。调幅广播频段，RFC值约为1mH，VLF频段约为2.5mH，大于30MHz的低VHF频段约为100H，如此等等。图2-10 JFET预选器电路图2-10中，预选器的功能由L2，C1组成的并联谐振回路实现。这种由LC组成的并联谐振回路的选择性不好，为了改善选择性，可在RF放大器的输入及输出都应用LC并联谐振回路，图2-11就是这种电路。图2-11 具有二个LC回路的JFET预选器电路JFET的源输入(共栅组态)阻抗低，为了和L2,C1A并联谐振回路匹配，采用L2抽头接入的办法。图2-12中的RF前置放大器使用了二只JFET共源共漏连接，为了防止电路的自激振荡，接入了中和电容C3，C3电容值的大小需调节，以保证频带内无自激振荡存在。预选器中心频率的调节还是靠C1A和C1B的连动完成。图2-12 双JFET前置放大器预选器电路考虑到价格因素及易于实现，可用双栅MOSFET实现RF低噪声放大以及输入输出调谐电路间的隔离。信号加到第一栅G1，第二栅要未加上一个固定的正电压,或者加上一个可变的dc电压，作增益控制用。其他电极的偏置网络的加法类似于JFET，这里不再讨论。预选器调谐回路设计更加完善，输入级使用了电容耦合双调谐回路,选择性更好，输出级采用并联谐振回路,更提高了整个预选器的选择性，完整电路见图2-13。图中的L2,L3,L4用相同的电感量，C1A,C1B,C1C三图2-13 MOSFET预选器电路个可变电容联动变化，保证跟踪RF输入信号的频率及响应曲线的形状不变化。 可变电容可以用变容管电调实现,图2-14(a)就是这种电路，预选器在输入端，为电容耦合叁调谐谐振回路，图(b)是MOSFET的RF增益控制电路。图2-14 变容管MOSFET预选器电路2-3-3 VLF、LF和AM广播频段宽带RF前置放大器很多场合需要非调谐的宽带放大器，例如，天线前置放大器、侦察接收机前端、差转机等等。这类电路很多，特别是覆盖频率高端的宽带LNA。但是，缺乏一些覆盖频率低端的这类放大器，例如,-3dB频率响应为330MHz或130MHz，甚至于VLF,LF或者AM广播频段(5401700KHz)的前置放大器。这类放大器的要求是首先要保持输入输出阻抗都是50,其次，必须有高的动态范围和三阶交截点,便于处理AM广播中电平相差甚远的信号。2-3-3-1 平衡放大器平衡放大器是能同时满足宽带、大动态范围、输入输出匹配及覆盖频率低端的最佳电路形式。图2-15所示平衡放大器的基本概念是所构成的两个完全一样的放大器，每个处理输入正弦信号的相位总是反相的。输入输出电路中都使用了中心抽头的变压器，输入变压器把输入信号反相分配给两个放大器，输出变压器把两个放大器反相输出的波形合成一个完整的理相正弦波。由于是平衡结构，产生了非常有兴趣的特性，偶次谐波在输出端被抵消。因此，在使用相同图2-15 平衡放大器的原理电路图有源器件的情况下，平衡电路输出波形比单端电路更“干净”。平衡抵消的一个重要条件就是图2-15中的上、下两部分的电路要完全对称，有源器件A1与A2型号一样，偏置电路相同，器件特性一致。无源器件输入、输出变压器上下要完全对称。为此，要双线并绕在磁环上，如图2-16(a)所示。图2-16(b)给出了一种平衡放大器的实际电路。放大器的频率响应与选用晶体管Q1，Q2有图2-16 平衡放大器的实际电路之一关，还与变压器所用磁芯的材料、尺寸及绕组的匝数（长度）有关。磁环的导磁率愈高（值大），磁环截面愈大，绕组的匝数愈多，频率低端响应愈好。所用漆包线的线径影响变压器的传输线阻抗。2-3-3-2 单端前置放大器使用RF负反馈技术可以扩展频带宽度，图2-17就是使用此技术的，工作在330MHz的前置放大器，也可作分配放大器，下跟滤波器，混频器或其他器件。图2-17 RF负反馈3-30MHz前置放大器电路图2-3-3-3 使用MC-1350P的宽带或调谐RF/IF放大器MC-1350P是莫托洛拉公司生产的RF/IF集成芯片，为MC-1590的变型，小型化八脚DIP封装。这种器件增益很高，达30dB，虽然有时如果电路布局不合理会引起自激振荡。如果找不到MC-1350P，也可使用NTE-746戎ECG-746替代。图2-18(a)是宽频带放大器，(b)是调谐放大器,(c)是管芯屏蔽示意图。图2-18使用MC-1350P的宽带或调谐RF/IF放大器电路图2-4 IF放大器超外差式接收机的绝大部分增益和选择性都来源于IF放大器，他的指标也影响接收机的灵敏度。中频接收机是一种高增益、窄带放大器，他的功率增益根据设计要求，大约在60120dB的范围内。他的带宽远远小于RF带宽，例如，单边带(SSB)接收机的中频带宽仅2.8KHz。中频接收机的目的就是给接收机提供增益和选择性。选择性是由IF放大器中的滤波器完成的。中频放大器中常用的几种滤波器的形式如图2-19，(a)、(b)、(c)为LC谐振式滤波器，都采用了电感抽头部分接入完成阻抗匹配的功能。图2-19(d)仅是一种滤波器符号，他代表除上述几种形式外的IF滤波器，例如，他可以是石英晶体一滤波器，或陶瓷滤波器、表声波滤波器等等。这类滤波器具有比LC滤波器窄得多的带宽。图2-19 不同类型的IF滤波器2-4-1 IF放大器电路一种简单的中频放大器电路见图2-20，振幅调制(AM)无线电接收机的IF放大器电路就可能有这样的电路，而FM接收机、短波接收机及其他种类的通信接收机可能有二级到四级这种电路。图2-20 简单的晶体管IF放大器电阻R1、R2提供晶体管Q1的基极偏置，T1是输入调谐回路，基极接入采用电感抽头部分接入的办法。T2为输出调谐回路，集电极接入也采用电感抽头部分接入的办法。C3、C4、C5、C7为旁路电容或去耦电容。2-4-2 AGC中频放大器中频放大器常常需要进行(自动)增益控制(AGC)，在输入信号为一定的范围内(例如:-60dBm-20dBm)输出信号基本维持为恒定的输出。一种最简单的方法就是使用具有增益控制的晶体管，如晶体管的电流放大倍数()与偏置电流有关，这类晶体管称为AGC晶体管。目前有两类AGC管，一类管子的值随偏置电流的增大而增加，这种管子称为反向AGC管子。另一类管子的值随偏置电流的增大而下降，这种管子称为正向AGC管。实际电路中多使用正向AGC管，这是反向AGC管有一个致命的缺点，当输入信号增加，为保持输出不变，IF放大器的增益要下降，即需值下降。为使值下降,偏置电流减小。众所周知，偏置电流小(即IBQ或ICQ小)，晶体管的输入1dB压缩点也小，而此时正属于大信号输入范围，毫无疑问，输出信号会产生严重失真。图2-21（a）给出了正向AGC管子的静态输出特性，从图可见，此管子的交流(IC/IB)随IC(或IB)的增加而下降。图2-21(b)是使用正向AGC晶体管，具有AGC功态的简单IF放大器。图2-21 正向AGC管输出特性及AGC中频放大器中频放大器实现AGC的办法很多，除了上述使用正向AGC晶体管的方法外，另外一种办法就是使用双栅MOSFET器件，第一栅G1输入信号，第二栅作增益控制使用。使用这种方法实现AGC中频放大器的电路图之一见图2-22。使用具有AGC功能的专用集成芯片，类似的可实现AGC功能，图2-22 双栅MOSFET AGC中频放大器电路图之一具体电路见图2-18。图2-24(a)又给出了MC-1350P的接脚图，第五脚就是AGC控制电压输入口,为了隔离，可串接一个阻值范围大约为10K20K的电阻。 使用正向AGC晶体管或者双栅MOSFET管，或专用RF/IF放大器芯片都是控制有源器件的偏置状态，达到改变放大器增益的目的。这种控制方式带来了其他问题，由于在增益控制的过程中改变了有源器件的偏置状态，放大器的1dB压缩点会跟着改变，也就是说改变了中频放大器的线性度，整个射频接收机的线性度指标也会跟着改变。一种实现AGC控制的方案如图2-23所示，二个中频放大器之间加入了一个电调衰减器。中频放大器的增益是恒定的，偏置也是固定的，线性度指标不会变化。电调衰减器中的二极管(D1，D2)是PIN二极管，该种二极管专门用于RF开关及电调衰减器。由于PIN二极管的非线性，当双音输入时会产生双音三阶互调、二阶互调等等非线性产物。为此，如图2-24(b)所示，用四只PIN二极管构成了平衡衰减器，这种平衡衰减器图2-23 电调衰减器用作IF放大器中的AGC控制图2-24 集成芯片AGC控制及高线性PIN电调衰减器具有很高的线性度指标。 目前，电子商品市场上出现了很多专用的电压控制可变增益放大器(VGA)集或芯片，其中不乏性能优秀的VGA。性能好的VGA体现在当增益改变时，他的输出功率1dB压缩点不改变。这些VGA中，最有代表性的是AD603系列。他具有以dB的线性增益控制，低噪声，90MHz带宽时可编程增益范围-11dB到+31dB，9MHz带宽时范围为9到51dB。AD603的功能框图见图2-25，由图可见,其功能类似于图2-23，差别在于可变衰减器由电阻阶梯网络组成。图2-25 AD603功能框图 由AD603组成的低噪声AGC放大器电路图见图2-26，放大器由二级组成。Q1，R8组成了半波捡波电路，流入电吝CAV的电流是Q2集电极电流与Q1集电极电流之差，而Q1的电流随输出信号的振幅而增加。图2-26 低噪声AGC放大器电路图2-4-3 共源共栅(共射共基)级联中频放大器中频放大器本质上是高增益窄带调谐放大器，这类放大器的稳定性设计是极为重要的问题。为提高放大器的稳定性，可采取几个措施:1)中和法，2)失配法，3)选择合适的晶体管，即选择反向传输系数小的晶体管(小或小)。所谓中和法无非是加入一个中和电容，抵消的影响。失配法事实上是另外一种用加重负载()来减小反向传输系数的影响。常用的失配法就是共源共栅(共射共基)级联中频放大器，第一个管子是共射组态,他的负载是共基组态的输入阻抗，而共基组态的输入阻抗小，即负载重。这样，共源共栅(共射共基)级联中频放大器具有很高的稳定性，而增益基本上与仅用一个晶体管的共射组态的IF放大器的增益相当。图2-27给出的是共源共栅级联中频放大器。图2-27 共源共栅级联IF放大器2-4-4 使用专用集成芯片(MC-1350P等)的IF放大器集成芯片MC-1350P专门同于RF/IF放大器,内部自带有AGC控制电路，而且具有较高的增益。类似的芯片有LM-1490和LM-1590，但封装形式及引脚有所差别。NTE-746(ECG-746)则完全可以替代MC-1350P。图2-28给出了使用二口MC-1350P构成IF放大器的电路图，为提高选择性，输入口使用了电容耦合双调谐谐振回路，级间及输出口使用了变压器输合部分接入的简单并联谐振回路。图2-29是使用MC-1590的IF放大器，图2-30是使用SL560的IF放大器电路图。其中(b)是使用调谐回路的IF放大器。图2-28 使用MC-1350P的IF放大器图2-29 MC-1590 IF放大器图2-30 SL560C中频放大器现代无线接收机为了提高集成度，把IF放大功能块与IF处理器集成在一个芯片上。这类芯片很多，CA3189E就是其中之一，主要用于广播及通信接收机中。这类芯片的中频滤波器外接，完成IF增益功能及解调制功能。图2-31给出了CA3189E调频中频系统电路图，L1与C6用于FM信号的正交解调制(乘积型相位鉴频)，其值的大小依赖于频率。模块有三路输出，一路是解调后的音频输出，第二路是自动频率控制输出(AFC)，第三路是信号强度指示输出(S-Meter)。图2-31 CA3189E FM IF系统2-4-5 对数中频放大器无线接收机的用途是多种的，信号的形式也是多样的，有些信息是包含在幅度中。也就是说，输入信号电平在很宽的动态范围内，要求输出信号的暂态响应，此时可使用对数放大器。具有AGC功能的IF放大器，可压缩输入信号电平。但是，自动增益控制本质上是闭环反馈控制，这种反馈环是惰性环，他需要一定的响应时间。AGC中频放大器的输出幅度的暂态响应性能是相当差的，AD603的暂态响应时间小于0.1微秒，其他的AGC模块的暂态响应远比AD603差。脉冲雷达接收机利用视频脉冲前沿来定位，要求具有很好的幅度暂态响应，而且这类接收机具有很大的动态范围。因此，这类接收机中的IF放大器采用对数放大器。对数中频放大器的输出幅度Vo和输入幅度Vin的关系满足: (2-6)式中:k是常数。实际的log放大器对数振幅特性可以在中频实现，也可在视频来实现。实现的方法很多，大教有两种类型，电压连续相加法及逐次改变单级增益法。(1) 电压连续相加法 电压连续相加法是将n个特性相同的单级连接起来(见图2-32(a)，并将各单级的输出电压分别送到加法器，相加后为输出电压。图2-32 电压连续相加实现对数特性每个单级的振幅特性如图2-32(B)所示，他由线性区1和限幅区2构成，二个区的输出电压可以分别写出如下式: (2-7)式中 k线性区的增益;VL限幅区的限幅电平。 当输入电压Vin从小逐渐增大时，首先第n级开始限幅，然后依次为第n-1级、n-2级、开始限幅。如果输入电压按照几何级数(等比级数)的规律增大时，其输出电压V0是按照算术级数(等差级数)的规律增大，那么这个放大器的振幅特性就呈现为对数规律。这个结果证明如下:假设输入电压Vin从起始电压Vi1开始，以单级增益K作等比级数增大时。对应的输出电压V0以限幅电平VL作等差级数增大，则可以写出如下两式: (2-8)上式中，m为参变量，为1到n之间的正整数，他实际上描述的是达到限幅电平的级数。由式(2-8)立即可求得 (2-9)式(2-9)代入到式(2-8)即可求得 (2-10)上式证明了输出电压V0与输入电压Vin的对数成比例，即放大器具有对数振幅特性。(2) 逐次改变单级增益法这类放大器同样用n个“相同特性”的单级放大器级联，第i级的输出到第i +1的输入，如图2-33(a)所示。单级放大器的输入输出振幅特性如图2-33(b)所示，他可以分成三个区域:线性区1，增益最图2-33 逐次改变单级增益法高且为常数;对数区2;准线性区3，此区增益恒为1。对数区起点坐标为Via、Voa，终点坐标为Vib、Vob。这三个区的输出电压Vo可分别写出如下式: (2-11)与上述三个区域对应的增益分别为 (2-12)增益与Vin的关系见图2-34。 将n个放大器级联，如图2-33(a)所示。当输入电压Vin从小逐渐增 大时，各级将依次由线性区1过渡到对数区2，再过渡到准线性区3，而 且是从第n级领先作这种过渡，然后依次为第n-1级、第n-2作这样 的过渡。 如果在相邻的三级中，本级刚开始越出线性区1而进入对数区2时， 后级刚开始越出对数区2而进入准线性区3，前级则仍处于线性区1。象图2-34 单级Kd与Vin的关系 这样严格地保证在相邻的三级中依次工作于不同的区域，就可以使各级的对数特性曲线互相御接起来，构成总的对数振幅特性。证明如下:当末级输入电压刚开始进入对数区时，其值为，然后随着Vin的增大而工作压对数区，总输出电压为 (2-13)直至Vin增大到VinKn-1=Vib时，末级刚开始越出对数区2而进入准线性区。这时末前级刚进入对数区，末前级的输入电压为，随后，末前级随着Vin的继续增大而工作在对数区，其输出电压为，此电压再经过末级的传输(Kd=1)，总的输出电压为 (2-14) 仿上同理可得，当倒数第三级刚进入对数区时，总输出电压为 (2-15)依次类推，当第m级刚进入对数区时，总输出电压为 (2-16)上式表明，输出电压VO与输入电压Vin的对数成正比例，放大器具有对数振幅特性。他是由n段对数特性曲线相互御接而成的，就如图2-35所示。图2-35 用逐次改变单级增益法得到对数振幅特性上面介绍了放大器实现对数振幅特性的两种基本方法，下面介绍具体的实施电路。2-4-5-1 连续检波式对数中频放大器连续检波式对数中频放大器是由n个特性相同的限幅放大器级联起来，并将每级的输出分别进行检波后送到加法器，如图2-36所示。N路检波输出的视频脉冲同相相加后作为总的输出电压VO，这个电压的的峰值与输入中频脉冲电压的峰值近似呈现为对数特性关系。图2-36 连续检波式对数中频放大器原理框图单级放大器的振幅特性如图2-32(b)所示，当输入电压较小时，放大器工作于线性区，其增益为K，当输入电压较大时，放大器工作于限幅区，其限幅电平为VL。下面可以证明，连续相加得到的振幅特性不是严格的对数特性，而是近似为对数关系的多段折线，正如图2-37所示。当放大器的输入电压Vin从小逐渐变大付，最初各级均末进入限幅状态，这时总的输出电压如图2-37中的OP1直线段，其表达式为 (2-17)图2-37 电压连续相加法得到的近似对数振幅特性式中，KD检波器的电压传输系数。当输入电压增大到Vi1时，末级正好达到限幅电平VL，得到图2-37中的P1点,其座标位置是: (2-18)当输入电压增大到Vi2时，末前级正好达到限幅电平VL时，得到图2-37中的P2点,其座标位置是: (2-19)依此类推，当倒数第m级正好达到限幅电平VL时，得到图2-37中的Pm点,其座标位置是: (2-20)当输入电压增大到Vin时，第一级正好达到限幅电平VL时，得到图2-37中的Pn点,其座标位置是: (2-21)由式(2-20)上解得 代入式(2-20)下，可得: (2-22)式(2-22)表示了各折线段的交点上输出电压与输入电压之间的关系，右式的第一项为对数项，而第二项为非对数项，他会影响对数特性的精确度，但是只要级数n足够多，单级增益K选得不太大，所造成的对数特性的偏差是不大的。由此可见，交点上可得到近似的对数特性，其余点上则对数特性的近似度更差。连续检波式对数中频放大器的输入动态范围为： (2-23)连续检波式对数中频放大器的关键部件之一是加法器，限幅放大器输出电压经检波后变为视频脉冲，分别加到一条公用的延迟线上，然后沿延迟线传向终端负载输出，这延迟线(见图2-38)就起到加法器的作用。为了有效的相加，视频脉冲经过每一节的延迟时间应该等于中频脉冲经过每一级限幅放大器的延迟时间，这样才能保证各路视频脉冲在终端负载RW上同相相加，其脉冲前沿互相重合，输出波形不致发生畸变。图2-38 连续检波式对数中放原理图这类对数放大器电路中，延迟线是很重要的元件，设计他时应考虑下述因素:(1) 延迟时间估算单级中频放大器的延迟时间td1可用下式近似计算: (2-24)式中，B1单级中频放大器的半功率(3dB)通频带。测量的方法更为准确，通常测量整个n级中放总的延迟时间td，单级延迟时间为 td /n 。(2) 计算延迟线的元件延迟线一般采用仿真线(人工长线)，通常他是由多节集总参数的T型、型或倒L型网络成，对于图2-38所示的型网络而言，其一节的延迟时间可由下式计算: (2-25)式中，L，C分别为每节的串联电感和并联电容。为使视频脉冲顺利通过延迟线而不产生反射，必须在延迟线的输入、输出端各接上等于延迟线特性阻抗的匹配电阻RW，延迟线的特性阻抗按下式计算: (2-26)因此，延迟线的元件值应满足下列两式: (2-27) (2-28)(3) 延迟线应具有足够宽的通频带及高品质因数延迟线的通频带愈宽，则延迟线输出端视频脉冲的上升时间和波形央失真愈小。延迟线的品质因数越尚，传输线损耗越小。检波器负载电阻一般取RL=(510)RW。下面介绍一种五级连续检波式对数中频放大器，电路图见图2-39，中心频率为45MHz，通频滞14MHz，小信号增益为65dB,输入信号从1mV变为1V(动态范围60dB)时，输出信号只从0.24V变至1.3V，输出动态范围为15dB，压缩系数为4。图中BG7为视频射极输出器，后接线性视频放大器。图2-39 连续检波式对数中频放大器实例之一连续检波式对数中频放大器作为一个部件己有很多成熟的集成芯片问世，其中模拟器件公司(ADI)的此系列产品最为齐全，下面介绍其中一个较为有代表性的芯片AD8309。AD8309是完整的多级对数限幅IF放大器，具有从-78dBm+22dBm的100dB的动态范围，限幅放大器的增益可编程控制，使用频率范围从5MHz到500MHz，供电电压范围从+2.7V+6.5V，典型电流16mA，3V供电时的功耗低于50mW。主通道上有六级放大/限幅单元，每个单元的小信号增益12.04dB，总增益72dB，-3dB带宽850MHz。输出级提供另外的、可编程控制的18dB的增益。输入为全差分类型，输入阻抗适中，为1K电阻与2.5PF电容并联，使用输入匹配网络可增加灵敏度。每个主增益单元包含一个全波检波器，额外的由宽带衰减器所驱动的四个检波器用了展宽高电平区域的动态范围48dB。这样做后，AD8309的动态范围从-91dBV(在50欧姆系统中折合为-78dBm)到最大值为+9dBV(对应于50欧姆系统中的+22dBm)。AD8309的功能框图见图2-40。图2-40 AD8309功能框图有关AD8309的详细的指标要求、接口及应用详情请参阅他的DATA SHEET。2-4-5-2双增益级对数中频放大器应该指出，连续检波式对数中放的对数振幅特性存在于输出视频脉冲的振幅之中，这是一个严重缺点。因为在一些雷达（例如：动目标显示雷达和单脉冲跟踪雷达）中，必须要在中频信号检波之前完成信号的某些处理过程。如果在中频放大器的输出端就己经得到了视频脉冲，就失去了由中频信号的相位所携带的信息。为了克服这一缺点，出现了所谓的真对数中频放大器，下面介绍的双增益级对数中频放大器。双增益级对数中频放大器是由多个相同的双增益级级联而成，每个双增益级由两个增益不同的放大器并联组成，其中一个为高增益放大器A，另一个为低增益放大器B，其方框图如图2-41(a)所示。图2-41 双增益级对数中频放大器及单级振幅特性根据差分放大器输入电路工作原理，很易求得：图2-46 差分对输入电路 所以： （2-50）一般情况下，R5=R6，室温下，re=26/IOA(IOA的单位是mA)。故输出电压： 因此，可得到小信号增益为： (2-51)上式清楚的告诉我们如何调整A放大器的增益，他与晶体管的静态电流有关，与谐振回路的谐振电阻有关，还与外加电阻R5有关，因此，调整KH的最简单有效的方法是改变R5的阻值。3. 求B放大器的增益KL同上分析，可求得当R2=R3时B放大器的增益为: (2-52)合适选择R2，使上式成立。B放大器的工作状态选择应保证在能够输出最大输出电压时不产生限幅，其中，末级放大器输出电压最大。双增益级输出的最大电压应为对数特性终点的输出电压，设为VOn+1。因此，该级所需之Ie2可由下式决定: (2-53)为保证这时B放大器仍不产生限幅，要求即B放大器双落的静态电流IOE应该满足下式: (2-54)图2-47 五级双增益级对数中频放大器实验电路图2-4-6 中频放大器中的滤波器开关组件为适应接收机接收不同的模式，中频放大器需要不同的中频带宽。例如，调幅中频广播为4或6KHz，短波广播需8KHz，调幅单边带通信需2.8KHz，调频广播禹150KHz，如此等等。此时可用滤波器开关组件来切换不同中频带宽的滤波器。图2-48就是用开关二极管来切换两种滤波器的电路图。图中，用了输入、输出变压器T1、T2来进行输入输出阻抗变换。C1、C2、C3、C4为隔直电容，R1、R2、R3、R4为二极管限流电阻。D4、D3导通时接通滤波器2，D2、D1则是截止的，断开了滤波器1。开关换向则D2、D1导通，D3、D4截止，接通滤波器1，断开滤波器2。图2-48 中频滤波器开关组件2-5 混频器电路超外差无线接收机需要把信号下混频(或上混频)到中频，完成下混频功能的就是混频器。混频是一种频谱搬移过程，他需要用非线性器件才能完成此功能。混频器是三口器件，三个口分别是信号口、本振口、中频口。信号口的信号来自于天线或低噪声放大器的输出，来自天线的信号是非常微弱的，即使经过低噪声放大器放大后信号仍很微弱，因此，混频器信号口输入的信号总是小信号。本振口输入由接收机本身产生的信号本地 振荡信号，一般而言这是一个大信号。因为极大多数接收机中使用二极 图2-49 混频率一般框图管无源混频器，为使二极管工作在充分导通的所谓“开关”状态，本振口需输入强信号，这种状态的混频器具有较好的性能。中频口是输出口，他输出的信号频率为中频，携带的信号方式不应该改变。混频器的端口性能要求颇高，否则会引起变频损耗增加，要求的本振功率也大大增加。混频器虽是三口器件，但是，如果把本地振幅器看成为“泵源”，本振口看成为能源输入口，则混频器可