交错式3.6KW-BOOST-PFC毕业设计

47北京交通大学毕业设计（论文） 第 页第一章 绪论1.1 选题背景和意义随着全球工业化进程的加剧，以石油为主的能源短缺问题开始逐渐凸现，当前，能源短缺和排放法规越来越严格是汽车工业发展的两大挑战，也是汽车技术不断发展的重要推动力。电动车以其节能、环保的特点，受到广泛关注。全球各个国家都把电动车的发展放到重要的战略地位，各国都在致力于清洁，环保的电动车的研制开发。为了推动电动车的产业化进程，电动车相关技术也得到国内外的广泛重视。对于电动车来说，车载电源是其不可或缺的重要装置，而车载电源已被列入“十五” 、“863”电动车重大专项中。车载电源是以现代开关电源技术为基础的，广义地从电网给电源供电的角度看，大部分开关电源可以认为是市电带的非线性负载，会在电网中产生大量的电流谐波。这个谐波属于无功功率，会在电网中往复流动却不做功，消耗着大量的功率从而严重影响电网效率和运行安全，造成巨大能源浪费和经济损失。解决这个问题的最根本办法就是将所有的用电设备设置为电阻性负载，使得无功输入功率尽可能的减小。随着电动车的不断推广，充电电源越来越得到大规模的使用。因此，大量电动车用充电电源工作时对电网的污染将不容忽视。针对高次谐波问题，从上世纪九十年代初，各国开始以立法形式来限制电网高次谐波，传统的开关电源都在限制之列。抑制和消除谐波，提高功率因数已成为当今国内外电源界的重要课题。事实上，开关电源的有源功率因数校正技术(Power Factor Correction technique, PFC技术)引起了国内外许多学者的重视，功率因数校正技术可以调节电网的输入特性，使得输入功率有功最大化，令开关电源成为电网的纯阻性负载，可以使电网效率最大化，提高运行安全，保护敏感设备。近几年来，国内外科研人员在PFC的原理、方法、电路拓扑、控制技术等方面也取得了许多成果。因此PFC技术作为一种绿色能源技术被广泛推广。随着PFC技术的推广，许多工业开关电源与家电的前端都采用了功率因数校正PFC预调节器。但是随着单相有源PFC技术的成熟和功率等级的进一步提高，原有单重PFC方案的使用受到限制。因为功率的增加，单重PFC的开关器件要承受过高的瞬间电压和电流应力，出现选择器件的困难，增大成本，而且还将增大电路中关键点的电压电流瞬变，造成较为严重的辐射和传导的EMI。近年来，一种新兴的功率因数校正PFC技术交错式PFC的使用开始逐渐普及。这种技术能降低功率器件的耐压、耐流要求和输入电流纹波；成倍增加输出功率的等级，减少单个电感的容量。从而大幅减少整个功率电路的成本。因此交错PFC非常适合用于大电流、高功率的应用领域。本课题就是立足于设计开发电动车车载充电电源的功率因数校正部分，以车载电源的前级PFC预调节电路为对象，研究设计这种交错式PFC功率因数校正电路，以期能够减少充电电源对电网的污染，提高充电电源的功率因数，降低谐波含量使其成为绿色电力电子设备。1.2 主要研究内容1、研究交错boost PFC工作原理，选择合适的控制方案，结合matlab仿真，在理论上说明交错PFC的应用价值。2、根据课题要求，选用UCC28070实现PFC控制功能。并学习IC功能。3、结合工程实际，设计交错PFC预调节电路的主电路、控制电路及外围电路参数，并选择合适的元器件。 4、使用protel和solidworks软件绘制pcb电路板和散热片，并制作样机，调试，最后给出实验结果。第二章 基本理论2.1 Boost电路工作原理 升压式(Boost)变换器是一种输出电压等于或高于输入电压的单管非隔离直流变换器。电路结构见图2-1。图2-1 根据电感电流是否连续，boost可分为连续、断续和临界状态三种工作模式，在本文中只针对连续模式进行研究。连续工作原理如图2-2： 图2-2 (a) s开通时 （b）s关断时开关管由信号控制，高电平时，S开通，反之关断。S导通时，,电感充电储能，电容C向负载供电；S关断时，由于电感电流不能突变，二极管D为电感续流，此时电感上储存的能量传递到电容、负载侧，由于电感电流减小，电感感应电势，故。在电感电流连续的情况下，输入输出端的电压表达如下：在稳定工作时，由于功率平衡原理，电感两端电压在一个周期内的积分为0。S导通期间： S关断期间： 故 两边同时除以开关周期，整理后得到输出电压与占空比关系 (2-1)由式（2-1）可知，输出电压与输入电压的比值始终大于1，即输出大于输入电压。当输入电压是由整流桥提供的半正弦电压的情况下，在每个开关周期内，上式同样成立，并且可以推出电感电流： (2-2)其中，为整流桥后的输入电压。2.2 功率因数校正技术简介2.2.1 输入功率因数PF在电工原理中，功率因数通常用表示，为正弦电压和正弦电流的相角差。输入功率因数定义为输入有功与输入视在功率的比值，以PF表示： ( 2-3)式中：为输入电流基波有效值；为电网电流有效值，、.为输入电流各次谐波有效值，为输入电压基波有效值；为输入电流的波形畸变因数；为基波电压和基波电流的位移因数。功率因数由输入电流的波形畸变因数以及基波电压和基波电流的位移因数决定。位移因数越小，则设备的无功功率越大，设备的电力利用率越低，导线和变压器绕组的损耗越大；越小，表示设备输入电流谐波分量越大，将造成电流波形畸变，对电网造成污染，使功率因数降低，严重时会造成电子设备损坏。通常采用无源电容滤波的二极管整流电路的输入端的功率因数只能达到0.65左右。由式(2-3)可知，抑制谐波分量即可达到减小、提高功率因数的目的。所有谐波电流分量的总有效值与基波电流有效值的比值称为总谐波畸变（THD），其表达式为： (2-4)其中，为所有谐波电流分量的总有效值。总谐波畸变THD用来衡量电网的污染程度，当=0时，功率因数与总谐波畸变的关系为： (2-5)2.2.2 功率因数校正技术分类在以交流电网为电源的用电设备中，直流开关电源是必不可少的部分。一般开关电源的前级为一个简单的ACDC变换器，由普通二极管整流桥实现，输出一个不可调直流电压，再用一个大电容滤除低频纹波，从而将交流电整为直流电。在使用二极管整流桥作为电网与用电设备的接口时，由于二极管导通角很小，当交流电压大于电容上电压时，此整流电路才能够从电网中摄取能量，因此电网仪在每个工频周期的一小部分时间里(即正弦电压的峰值附近)给负载提供能量。其典型电路及整流桥后侧输入电流波形如图2-3。图2-3 简单二极管整流桥及输入电流畸变波形图为使开关电源有较低的谐波和较高的功率因数，功率因数校正技术(power factor correction，PFC)被广泛应用。功率因数校正技术根据是否采用有源器件可以分为无源功率因数校正技术和有源功率因数校正技术。1、无源功率因数校正无源功率因数校正（passive power factor correction，PPFC）技术是指采用滤波电感和电容构成一个无源网络使得输入电流满足谐波限制要求，完成功率因数校正。结构如图2-4所示。图2-4无源PFC技术的主要优点是:高效、高可靠度、EMI小、低价格。然而，无源方案的主要缺点是:滤波和滤波电容的体积、质量较大，且难以得到高的功率因数(一般可提高到0.9左右)，输入谐波电流的抑制效果也不好。2、有源功率因数校正有源功率因数校正（active power factor correction，APFC）电路是指采用开关管和控制电路等有源器件，使得AC侧电流在一定程度上正弦化，从而减小装置的非线性，实现PFC功能。通常的基本思想为：在整流器后接入一个DC/DC变换器，应用电流反馈技术，使输入端的电流波形自动跟踪交流输入电压波形，可以使输入电流接近正弦波，且与输入电压同相位。使输入端的总谐波畸变小于5%，而功率因数可以提高到0.99或更高，达到功率因数校正的目的。有源PFC技术由于变换器工作在高频开关状态，具有体积小、重量轻、效率较高和功率因数高等优点。APFC电路形式多样，从电网供电方式划分，可分为单相PFC和三相PFC。从电路结构看，可以分为双级型和单级型，双级型电路由boost变换器和DC/DC变换器级联而成，前级boost实现PFC功能，后级DC/DC实现隔离和降压，其优点是每级电路可以单独设计和控制，适合于分布式电源系统的前置级和模块化设计。单级式PFC是将双级型的前后级功能稳定于一级，结构简单、效率高，但分析控制较复杂，适用于单一集中式电源系统。两者的电路结构如图2-5。 图2-5 (a) 两级PFC (b) 单级PFC由电感电流是否连续，APFC可还分为三种工作模式：连续模式（CCM）、不连续模式（DCM）和临界模式（CCM&DCM）。在几百瓦范围内，三种模式都可以使用，在大功率场合，CCM模式与CCM&DCM及DCM相比，其输入和输出电流纹波小，电磁干扰小，滤波容易；电流有效值小、器件导通损耗小，较适应于大功率应用场合。一般来说，500W以上通常使用CCM和CCM&DCM，1000W以上使用CCM。APFC可采用各种电路拓扑，如Boost、Buck，Boost或Flyback等，其中，运用boost电路的APFC，在CCM模式下输入电流畸变小且易于滤波，开关管的电流应力也小，可以处理更大的功率并有较高的效率，因此应用boost拓扑的APFC电路应用较为广泛。以boost为例，分别检测前后端电压电流信号作为反馈，通过反馈的变化来控制开关管的导通。只要控制好每个开关周期，电感电流就会追踪交流输入电压，将电感电流高频成分滤除之后，就会变为工频电流。这样输入电流与电压同频同相，就达到功率因数校正的目的。由于车载电源设计要求可以与普通的交流电源插座直接连接；同时，课题是在双级PFC车载电源的背景下建立的，且功率等级高。因此，作为车载电源的前级预调节电路，本论文涉及的交错PFC属于单相双级连续导电模式的前级有源功率因数校正电路。2.2.3 APFC控制方案及选择有源功率因数校正控制技术在控制方法上可分为电流峰值法、电流滞环法和平均电流法。 1峰值电流法电流峰值法是将实际检测的电感电流和电压环环设定的电流值输入到PWM比较器进行比较，如图2-6所示。图中，开关管Tr的电流is被检测，所得信号isRi送入比较器。由开关Tr的门极信号Vg控制电感电流的高频调制。当Tr导通时，电感电流上升，达到峰值(由电流基准控制)；这时比较器输出信号，使Tr关断，电感电流下降。下一开关周期，Tr再次导通。如此进行周期性变化。电流峰值法控制时电感电流波形如图所示。在这种控制方式中，开关频率是恒定的。图2-6 电流峰值控制的Boost PFC电路及电感电流波形此方法问题是，电感电流上升的坡度在输入电压很小时，会非常陡，所以很容易受噪声干扰，开关通断时会产生噪声尖峰，如果这个尖峰耦合到控制电路上，就可能使开关管关断。另外还存在斜坡补偿和尖峰电流与平均值误差较大等问题。2电流滞环法电流滞环法是在峰值法的基础上加了一个滞环逻辑控制器，使电感电流在上下限之间变化，如图2-7，电流平均值在上下限之间，电流滞环的宽度决定了电流纹波的大小。图2-7 滞环控制法与峰值法比较，滞环法也存在噪声、斜坡补偿和电流误差等问题，除此之外，由于负载的大小对电感电流幅值直接相关，所以对于电流滞环法，开关频率受负载影响，其变化幅度很大，在设计输出滤波器时要以最低开关频率计算，故无法得到最小的设计。3平均电流法图2-8给出了一个平均电流控制的Boost PFC电路原理图。它的主要特点是用电流误差放大器(或动态补偿器)CA代替图2-6中的电流比较器。平均电流控制原来是用在开关电源中形成电流环(内环)，以调节输出电流的，并且仅以输出电压误差放大信号为基准电流。现在将平均电流法应用于功率因数调节，使输入电流与输入整流电压同相位，并接近正弦波。输入电流信号被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量(例如100kHz)的变化，通过电流误差放大器，被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波比较后，输出作为开关Tr驱动信号，并决定了其应有的占空比。于是电流误差被迅速而精确的校正。由于电流环有较高的增益带宽，使跟踪误差产生的畸变小于1%，容易实现接近1的功率因数。图2-8给出了平均电流控制时的电感电流波形。图中实线为电感电流，虚线为平均电流。图2-8 平均电流法boost PFC原理与及电感电流波形平均电流控制的特点是：工频电流的幅值是高频电流在一个周期的平均值，因而高频电流的峰值比工频电流的峰值更高。前端具有高增益的电流放大器，平均电流可以很精确的跟踪电流设定值，这点对高功率因数控制电路的应用场合非常重要，因为只要一个小的电感就可以得到较小的THD。例如：对噪声不敏感；电感电流峰值与平均值之间误差小；原则上可以检测任意拓扑，任意支路的电流；除了可检测Boost变换器的输入电流外，也可检测Buck，Flyback变换器的输入电流，或Boost，flyback变换器的输出电流等。并且在两种工作模式CCM和DCM下都适用。它们之间的特性列表如下：控制方法检测电流开关频率工作模式对噪声适用拓扑特点电流峰值开关电流恒定CCM敏感Boost需斜坡补偿电流滞环电感电流变频CCM敏感Boost需滞环控制平均电流电感电流恒定任意不敏感任意需误差放大器表2-1 三种控制策略的比较4电压前馈乘法器是PFC电路的核心，其有三个输入和一个输出，三个输入分别是输入电压波形采样信号Vac，输出电压误差放大信号Vao和输入电压幅值采样的前馈校正信号，输出为电流环基准IMO。乘法器中实际包含一个平方器和除法器以实现电压前馈功能。下面简要介绍前馈电路的原理。假定PFC电路效率很高，开关频率远大于电网频率，则PFC电路在电网工频内存储和消耗的能量可忽略不计，因此在工频内，PFC从电网吸收的瞬时功率与输出瞬时功率相等，但是当恒功率输出时，一旦输入电压波动，则输入电流必然会反比例变化，但是PFC要求瞬时输入电流电压波形相位必须一致，上述两点就产生了矛盾，电压前馈的引入就是为了解决这一矛盾。在没有前馈的PFC中，乘法器输出可以描述为： (2-6)其中，是乘法器增益，是输入电压采样增益，为输入电压，为电压误差放大器输出信号。电流控制环则依照基准和输入电流检测电阻建立了输入电流，两者的关系是正比： (2-7)其中，为衰减系数，由上式可得： (2-8)又由于功率因数为1，所以输入输出功率平衡： (2-9)可以看出，在输出电压稳定时，即误差电压不变时，输出功率随着输入电压的变化而呈二次函数变化，矛盾就在这里产生。如果在乘法器中加入平方器和除法器，即让其根据采集的输入电压产生一个校正信号，可用下式表达： (2-10)其中，为平方器的衰减系数。则以上各式可以修正为： (2-11) (2-12) (2-13)由上述推导可知，在引入前馈控制后，实现PFC功能与恒压恒功率输出将不再产生矛盾。5本论文选择的控制策略对于车载电源，若采用电流峰值法或滞环控制法，要跟随输入电网的正弦波，峰值和平均值之间的误差很大，另外，充电电源的设计功率较大，大功率器件的噪声比较多，因此要求控制方法对噪声不能太敏感，综合以上考虑，选择带有电压前馈的平均电流法作为本论文的控制方法。2.3 交错boost PFC2.3.1 交错boost PFC基本拓扑及原理交错并联boost电路是指由两个或两个以上(N2)的基本变换器并联组成的升压电路，每个变换器的开关交错导通，即每个开关的周期和占空比相同，开通时刻依次滞后一定的时间(TsN)，从而使每个变换器中流过的电流也交错。关于N的选择，是在电路性能、功率等级、可靠性、制造成本等因素之间折衷考虑的，目前常用的交错并联用于PFC校正的电路，大多采用两个基本变换器联合组成，如图2-9，本文所研究的交错并联电路均采用N=2。交错并联的升压斩波器各自独立工作，互不干扰，各相工作原理与过程与单重boost完全一样。图2-9 交错boost拓扑交错boost PFC由单重PFC演变而来，将上文介绍的单相PFC控制在乘法器后端分为两相，同一个电流基准信号分别输入两个电流误差放大器，再分别与两路交错的PWM载波相与，就可以得到两路交错驱动脉冲。如图2-10所示，交错boost PFC工作过程如下：1、 通过后端分压网络采集输出电容的电压，与基准电压比较后送入误差比较放大器输出一个误差放大信号。2、 通过整流桥后端分压网络采集输入馒头波电压，作为电流环调节的波形基准。3、 为了保证功率因数，使乘法器输出电流基准不受输入电压水平影响。将输入电压波形信号依次送入一个平方器和除法器，输出一个输入电压比例因子，用来实现电压前馈功能。4、 将电压误差放大信号、输入电压波形信号以及电压前馈的输出比例因子三个信号一起输入乘法器，输出一个电流基准信号，这个电流基准信号包含了三个信息：输出电压基准、输入电压比例和输入电压波形基准。这个基准信号就是作为电流环调节输入电流的依据。5、 电流内环通过电流传感器分别采集两路电感电流形，与电流基准信号送入两路PWM脉冲形成电路，分别与两路相位相差180度、同频率、等幅度的PWM载波相与，最后输出两路相位交错的PWM脉冲信号。6、 由PWM形成电路产生的PWM信号通过功放驱动电路，分别驱动两路开关管，动态调节占空比，在实现ACDC的同时，保证输入电流跟随输入电压，实现PFC功能。图2-10 交错PFC控制原理图 2.3.2 交错并联boost PFC的优势1 减小输入电流纹波在Boost PFC中，占空比是随着输入电网电压的变化而变化的，其表达式如下： (2-14)图2-11在稳定输出下占空比随输入电压的下的动态变化趋势。为便于理解，图中将高频状态下的占空比夸大了。图2-11 交流输入下占空比动态变化在实际应用中，占空比变化的范围很大。例如，Boost PFC电路的交流输入电压为85V265V，输出直流电压为400V。当交流输入电压为85V时，占空比D的变化范围为10069；当交流输入电压为265V时，占空比D的变化范围为1002。在交错并联Boost PFC电路中，两电感电流纹波的相互抵消使得电路的输入电流纹波减小。如图2-12图2-12 交错工作使输入纹波减小输入电流纹波与电感电流纹波比值K(D)和开关占空比D的关系式如下： (2-15)图2-13了交错电感纹波的抵消和K(D)与占空比D的关系曲线，可见，输入电流纹波减小量随着开关占空比的变化也不断变化。图2-13 K(D)与占空比D的关系曲线可以看出，当交流输入电压为85V时，输入电流的纹波最大，此时开关占空比为69，输入电流纹波是电感电流纹波的55；当占空比为2和l00时，电感电流纹波的相互抵消量很小，但此时的电感电流纹波也很小，所以总的输入电流纹波也不大。可见在半个工频周期内，交错并联Boost PFC可以大大降低输入电流纹波。2. 减小电感磁芯尺寸交错并联Boost变换器中的电感电流纹波相互抵消，降低了PFC电路的输入电流纹波，使得Boost电感的磁芯尺寸减小。这是因为在PFC电路的功率、电感量、开关频率都相同的条件下，交错并联Boost变换器中两个电感需存储的能量是单相Boost电感的一半，如式(2-16)、(2-17)所示。 (2-16) (2-17)是单相Boost变换器中电感存储的能量，是交错并联Boost变换器中电感存储的能量。在电感量一定的条件下，分别计算上述两种电路中Boost升压电感所需磁芯的窗口面积和磁芯的有效截面积的乘积。 (2-18)其中，为输入电流峰值，为绕线的电流密度，为磁感应强度变化量，为绕线系数。可得出： (2-19)由式(2-19)可知，交错并联Boost变换器电感所需磁芯的总面积乘积为，它是单相Boost电感磁芯面积乘积的12。可见，通过交错并联技术使得Boost变换器的磁芯窗口面积与磁芯有效截面积的乘积减小50，进而有效减小了Boost电感磁芯的尺寸。3. 减小输出电容纹波电流使用交错技术可以有效降低输出纹波，如下图所示表明了在交错boost中输出二极管电流纹波与输出纹波的关系。图2-14 输出二极管电流与输出纹波由图可以看出，交错工况减半了输出纹波，代价是加倍了纹波频率，单相Boost变换器的输出电容纹波电流有效值与占空比的关系如式： (2-20)两相交错并联Boost变换器输出电容纹波电流有效值与占空比的关系如式： (2-21)图2-15是单相Boost变换器和两相交错并联Boost变换器中流过输出电容的纹波电流有效值与开关占空比的关系。可看出，在相同的功率等级下，两相交错并联Boost变换器输出电容的纹波电流是单相Boost变换器的一半。输出电容纹波电流有效值的减小，使得由电容等效串联电阻引起的功耗降低，减少了电容发热量，降低了电流应力，提高了变换器的可靠性。图2-15 输出电容纹波电流有效值与占空比关系曲线第三章 电路综合设计本论文研究的是连续模式下的并联交错boost PFC电路，其主要技术要求见下表：参数最小值典型值最大值Uin交流输入180V220V240VUout直流输出390V400Vfline线路频率47Hz50Hz63HzPF满载功率因数0.9Pout输出功率3600Wh 满载效率90%fs开关频率100kHz表3-1由于采用两个boost单元并联运行。为了功率平衡分配和实现均流，两个单元的参数完全相同，每个单元传输功率为总功率的一半。故只要对其中一个单元的boost电路进行设计即可。3.1 主电路连续工作模式的实现为了采用经济可靠的方法使系统实现高功率因数，输入电流达到谐波要求，且便于工业化生产。各地厂家制造了一系列专用于设计于功率因数校正的单片集成控制IC。使用IC来设计功率因数校正电路，可以使得整体电路设计简化，降低成本，同时提高整体可靠性。本论文选用T.I公司的两相交错式PFC控制器UCC28070，此芯片用于工作在千瓦级中大功率电流连续模式下的交错PFC控制，采用带有电压前馈的平均电流控制策略，最高控制频率可达300kHz，控制简图如3-1。图3-1 UCC28070应用简图图中，芯片分别采集输出端，输入端电压信号作为电压外环，T1、T2为电流传感器采集开关管电流作为电流内环,通过内部调制，输出两路交错的脉冲，经过驱动电路后驱动开关管。3.1.1 UCC28070内部结构介绍UCC28070是一款先进的PFC控制IC。其内部集成了两相脉宽调制器，以180的相位差工作，其有效改善的乘法器设计提供给两相独立电流放大器均流的基准，确保了两个PWM输出在平均电流工作模式下的匹配和稳定，形成低畸变的正弦输入电流。UCC28070包含多种保护，包括输出过电压检测，峰值电流限制，冲击浪涌电流检测，欠压保护及反馈开环保护等等。除此之外还有最新的电流合成和频率抖动功能以实现较低的电磁干扰。现将其分为几个模块结合管脚功能进行介绍。其内部等效电路如图3-2。图3-2 UCC28070内部等效电路1电压外环 VSENSE管脚通过外部分压网络采集输出电压，与内部的3V基准电压比较后由内部跨导型误差放大器VA输出一个误差放大信号，此信号由管脚VAO外接电压调节环补偿网络到GND，内部直接连到乘法器的输入端。VINAC管脚通过与VSENSE一样的外部分压网络采集整流后的输入电压，内部连在乘法器的另一输入端，同时在内部生成一个量化的电压前馈的除法因子输入乘法器的负端，乘法器输出一个作为电流环的基准信号，其管脚IMO外接一个电阻到GND用来设置乘法器的增益。2电流内环由电流传感器T1，T2采集的两路开关管电流信号经过CSA、CSB外部网络形成电流环反馈电压送入内部的两相跨导电流放大器的反相输入端；同时，由乘法器输出的基准信号则分别送入反相放大器的同相输入端。两路跨导电流放大器分别各输出一个基波信号，在管脚CAOA和CAOB可以检测到这两路电流放大器的输出，这两个管脚外接阻容网络到GND作为电流调整环补偿。之后，送入两路PWM比较器的反相输入端作为调制信号，这两路PWM载波信号是交互相差180的，其频率由内部振荡器的频率决定。PWM的输出与时钟信号一起连入RS触发器，最后经一个驱动输出，将比较出来的调制脉冲钳制在13.5V，从GDA、GDB两个管脚输出，这两路输出的脉冲在相位上也是交互相差180的。3电流合成 UCC28070设计中最突出的发明之一就是电流合成器电路， 它可以通过导通时的综合取样和关断后的下斜仿真，同步监视瞬时的电感电流。在GDA、GDB的输出导通期间，电感电流在开关管上的反映记录在CSA、CSB端经过的互感器网络上，同时在VINAC和VSENSE端连续监视输入输出电压信号，UCC28070内部的电流合成器根据以上记录在每相开关管关断之后重新再造一个同步下降斜率的波形，与CSA、CSB上的波形合成出电感电流的全貌，图3-3给出电感电流下降斜率的波形。图3-3 电感电流下降斜率波形通过对RSYNTH管脚的外接电阻的选择，内部电路还可以经过调节去适应宽范围的电感量，选择电阻的依据如下公式： (3-1)其中，为升压电感，为CSX端的电流检测电阻，为电流互感器的匝数比，则是前后端电压监测分压网络的衰减系数。4频率抖动频率抖动用于调制开关频率用以减弱EMI噪声，提高线路滤波器的能力。UCC28070采用三角波调制的方法，使得在相同时间内在每个点延开关频率抖动，最低频率到最高频率的差值定义为抖动幅度，中心点即为正常开关频率。的变换从两个调制抖动幅度减间折返一次的速率定义为抖动幅度速率。频率抖动幅度的选择通过管脚RDM到GND的电阻设置，由下式计算： (3-2) 一旦确定，抖动幅度速率可以由CDR到GND的电容设置决定： (3-3)频率抖动可以由强制来禁止，或将其接到VREF(6V)端的内部基准电压源，将RDM接到GND，如果需要外部频率源同步同时还要求频率抖动，则其需要提供抖动幅度及其速率，以便于禁止内部抖动电路，防止不必要的同步性能。另外，需要指明，由内部振荡器决定，选择RT管脚外部到GND的外接电阻可直接设置PWM频率。其应有的最大占空比也可以由DMAX端的电阻设置。选择依据以下公式： (3-4) (3-5)其中，是所需要的最大占空比。5软启动为保持可控的功率上升，UCC28070设计了自适应的软启动。在初始启动时，一旦超过0.75V的使能阈值()，SS端的内部下拉功能即释放，1mA的自适应软启动电源就被激活，它可以立刻将SS端拉到0.75V，一旦SS端达到VSENSE端电压，10uA的软启动电流()就被开始工作，通过选择软启动电容，可以调整有效的软启动时间，计算公式如下： (3-6)系统设计需要在重新启动时可以跟随前面的关断，此时，如果没有完全放电，VSENSE端仍有一定电压，为了消除因为充电导致的延迟，使其用10预先充到，之后，10电流源控制重复达到所要的软启动斜率，此时，为： (3-7)式中，是重启时的VSENSE端电压。6PFC使能和禁止UCC28070包含两个用于禁止GDX输出的独立电路，其一是VSENSE端：在达到0.75V之前，几乎所有的内部电路都被禁止，一旦其达到0.75V且，则振荡器，乘法器，电流合成器都使能，SS电路开始充电。另外是SS端，其提供一个外部接口，与整个电压环无关，一旦其电压被拉到0.6V以下时，内部直接将电流基准输出拉至GND从而禁止GDX的输出并保持低电平。7过压保护由于输出电容有一定范围，所以过压保护是该芯片所必备的功能，在VSENSE端内部有一个滞环比较器，当高于3.18V（即超出规定的106%）时，电流环基准输出即被拉低，禁止了GDX的输出，禁止后，一旦电压跌到3.08V时，又恢复正常工作。8峰值电流检测为防止开关管峰值电流过大，在PKLMT端设计了峰值电流保护电路，其基准比较电压值由端口外部从VREF（6V）端引入的分压网络决定。一旦电流超出峰值限制，内部即禁止PWM比较器的输出，从而禁止GDX的输出。9零功率检测在电压误差放大器的输出端内部有一个滞环比较器用来检测电路是否工作在空载或接近空载状况，当V时，其输出将直接导致电流环输出失效，当电压回升到0.9V时，又恢复故障保护。10过热关断为保护芯片，当芯片温度超过160时，温度检测比较器即输出保护，关闭全部电路，当温度降到140时，器件再通过软启动恢复工作。3.2 主电路元件参数设计根据实验电路要求和控制芯片的特性，可计算出主单元boost电路的主要元件参数。3.2.1 升压电感1电感值计算根据芯片应用手册资料，引入输入纹波电流和单个独立电感的纹波电流之比。在两相交互式PFC中，它是占空比的函数，由于电感纹波可以对消，所以允许单个电感有较大的纹波。的函数见图2-13和式2-15。 升压电感的选择基于最大允许的纹波电流，在全周期输入时，最大纹波出现在底线电压峰值处。根据芯片手册提供的公式，可以计算出满载时所需电感。 考虑在轻载时选择可能的最大电感：选择平均值作为最后的选择： (3-8)流过单个电感的最大平均电流为： (3-9) 即选择升压电感每个，各需能够承受11.1A的电流，订做时留到20A的裕量，由于是高频工作，采用铁氧体磁芯。3.2.2 输出电容输出大电容的选择基于滤除工频纹波的需要： (3-10)对于该电容，输出处峰峰值的电压纹波为： 根据计算，选择三个1000uF，耐压450V的电解电容并联。3.2.3 功率开关管、输出二极管的选择功率开关管和输出二极管的选择依赖于其峰值电流和平均电流和所需要承受的电压，其峰值电流为： (3-11)开关管、输出二极管平均电流分别为： (3-12) (3-13)开关管和二极管所要承受的最大电压为最高输出电压400V.依据以上计算，本设计选择FDH44N50作为功率开关管，选择两管封装DES12x31-06C作为输出二极管。3.3 PFC控制电路设计3.3.1 时钟设置和最大占空比钳制电阻、用于设置芯片工作频率和最大输出占空比,由式(3-4)、(3-5)计算： (3-14)为保护开关管，最大占空比希望钳制在0.97以下， (3-15)3.3.2 电压环1前后端采样网络、是前后端的电压采样分压网络。为减小VSENSE和VINAC端的输入电流，禁止PFC的功耗同时避免对主电路负载的影响，电阻选用较大的阻值，用三个电阻串联，用于设置输出电压： (3-16)此网络也同时设定了过压保护OVP的阈值电压： 另外，为了采样信号不受高频杂波影响，在处并联一个小容值的电容用以滤波，根据电容的频率响应和工程经验，暂选取值为220pF。2电压环补偿网络用于电压环补偿的设计方法基于Llgd-Dixon开发的补偿方法，设计方法细节可参考其于1990年的发表，高功率因数开关预调节器的最佳化设计，这里参考芯片手册给出的计算方法作为选值依据。电容用于满足低频纹波，使其减小到输出电压幅度的3%，这样可以确保高功率因数值和低的输入电流畸变。电压放大器、分压网络的增益为：输出阻抗用于衰减低频升压电容的输出纹波，令其少于有效输出电压的20%（）。下式用于选择反馈电容。 (3-17)对于最高的功率因数，电压环的跨越频率设置为 电压环补偿电阻放置一个极点在变换器的电压环跨越频率处，电压环补偿电容用于增加电压环增益，并给出足够的相移空间，零点加入电压环要在1/10的跨越频率处。 (3-18)3.3.3 电流环1峰值电流限制 在PKLMT管脚处外接和可以调节内部的峰值电流限制比较器，由芯片手册，将此值设为4V以上可以完整利用3V的平均电流监测范围，本设计设为4V。将预设为3.65k，则 (3-19)2电流反馈采样 实验供选择的电流互感器有三种型号：CS4050V-01L、CS4100V-01L和CS4200V-01L，原副边匝数比分别为1 : 50、1 : 100 和1 : 200，选择的依据是以原边电流的频率决定的，根据选型手册，100k的电流频率需选用匝数比为1 : 200的互感器，故选择CS4200V-01L信号的互感器。互感器检测电阻是基于电流峰值限制的基准电压的，本设计中，将允许的峰值电流反映在限制模块的基准设为4V，这里留10%的裕量。 (3-20)另外，互感器为保持最高占空比下的伏秒积分，需要为其设计一个复位网络，电阻用于互感器的复位，设计的原则是，在最高占空比、同样的峰值电流下，上的复位压降可以抵消互感器导通期间上的压降。 (3-21)3电流环补偿由于UCC28070是以采集开关管电流来合成电感电流的，RSYNTH端接一个电阻设置电流，计算时，选用最大的升压电感值，由式(3-1)可得： (3-22)乘法器输出端外接设置用来使线路工作在乘法器的线性区，根据以下公式计算： (3-23)PFC的电流环通常设计成1/101/6之间的开关频率的范围，在这里设为1/10，为了合适的补偿电流环，要计算电流环的功率级增益Gps，在电流环覆盖处，选择Rzc、Czc、Cpc如下：是作为电流放大器的跨导电流放大器增益: (3-24) 3.3.4 软启动和频率抖动模式设置1软启动在SS管脚外接电容来设置软启动时间，本设计设置为0.2s，由式3-6可以计算： (3-25)2频率抖动设置（减小EMI）由芯片结构介绍可知，使IC工作在频率抖动的不定频模式可以减小EMI。外接的和用来设置频率抖动幅度和速率。对于本设计，采用默认抖动设置：，由式(3-2)、(3-3)可计算：对应的电阻电容设置为： (3-26)3.4 外围电路设计3.4.1 驱动电路Mosfet的驱动选用MIC4422的IC，这是一款低功耗MOSFET场效应管驱动芯片，1和8脚是电源脚（VS），2脚是输入脚（IN)，3脚是空脚(NC)，4和5脚是接地脚（GND），6和7脚是输出脚（OUT）。其应用电路如图3-4：图3-4 MIC4422驱动电路电源采用12V，在电源脚到电源之间接1uF的电容用以稳定电压，同时加一个0.1uF的旁路去耦电容，上拉一个小电阻为消除电压毛刺。另外，从降低开关损耗的观点要求驱动波形前后沿越陡越好，驱动源是理想电压源。但是一般的开关器件，除了带有驱动电路的功率模块以外，栅极驱动电路不可能做到与栅极连线最短，连线电感是不可避免的。线路电感与输入电容在驱动电压激励下会引起严重的振荡，使驱动无法正常工作。为此，一般总在MOSFET栅极串联一个电阻，对振荡阻尼在可接受范围内。但是，电阻的加入破坏了驱动的电压特性，限制了驱动电流，降低了前后沿陡度，驱动波形前沿出现明显指数上升特性，加大导通损耗和关断损耗。因此，栅极电阻不能太大，只要抑制振荡就行。折中考虑，从根本上应当尽量缩短栅极与驱动连接距离。这里选用经验值3.3的驱动电阻。由于MOSFET的栅源极之间有结电容的存在，每次导通时结电容都会充电，为使结电容上电压不至于太高而损坏MOSFET，需要在栅源极之间并联一个放电电阻，以便在脉冲关断时将结电容上的电压放去，根据结电容的大小和关断时间选择此放电电阻，根据工程经验，选择值为10k。3.4.2 继电保护电路为提高电路效率同时增加安全可靠性，使用继电器控制前端电流路径，电路图如下：图3-5工作原理与过程介绍如下：1TL431是一种并联稳压集成电路。其内部等效为一个精密的2.5V基准电压源、一个电压比较器和一个输出开关管组成，当输入在2.5V以下时，其呈现关断状态，一旦比较输入大于2.5V时，其立即导通。这里使用TL431来构成继电器控制电路。2如图3-5所示，UCC28070工作之前，输入侧电流流经一个负温度系数的电阻以用来限流。当主电路输出达到324V时，即输入220V且UCC28070开始输出脉冲一段时间时，由分压网络得到一个2.5V的比较电压输入TL431，此刻，TL431立刻导通，输出连接一个P沟道增强型MOSFET，上端是12V电源，这时MOSFET导通，由图可见，继电器吸合，改变主电路输入侧电流流向，电流自继电器流过，避免了负温度系数电阻串联在电路中引起的损耗。3在输出电压回落时，TL431截止，从而MOSFET截止，继电器失电而断开，此时继电器线圈由于电感效应需要放电回路，由图可见，在继电器线圈上反并联一个二极管和电阻串联作为线圈的放电回路。3.4.3 辅助电源辅助电源用以给继电器和MOSFET开关驱动IC提供一个+12V的电源，设计基于TL431构成的稳压电路来实现，如图3-6。图3-6工作原理介绍如下：一个+15V的电压来自外接的开关电源，输出一个+12V的电压。当输出由于外界干扰上漂到+12V以上时，由电阻分压得到一个高于2.5V的电压，此时，TL431导通，三极管基极电压被拉到低，三极管截止，+15V电 压与输出断开，停止供电，输出由外部负载渐渐拉低。反之，当输出低于+12V时，TL431截止，基极被拉到15V，三极管导通，输出上升。这样，就构成了一个简单的三极管稳压电路。3.4.4 滤波电路为消除电磁干扰，需要设计前级滤波电路，设计如图3-7。图3-7该滤波电路分别由x电容，y电容，共模电感和谐振滤波器组成。其中，x电容、y电容和共模电感由工程经验值选取： ， ， (3-27)谐振滤波器的选取取决于需要滤除的频率，在这里，开关管为100k，故从整流桥后端反射的杂波也是100k，要求比较精确，由于电容值不能任意，故需先选择谐振电容，由此可计算谐振电感得： (3-28)第四章 仿真及试验结果4.