高频单片开关芯片设计多组开关稳压电源

1、用高频单片开关芯片设计多组开关稳压电源1、 卓越的性能为便携式设备的选择开辟了新途径多年来，如何选择性能和价格都比较高的电源控制芯片来设计多组开关稳压电源一直是制造业的难题。这是因为电源控制芯片要么调试用的管脚太多，要么管脚少。功能不理想。TOPSwitchlI单片开关电源是美国PI（Power Integration）公司推出的一款比较新的高频开关电源芯片。高频振荡器、高压启动偏置电路、参考电压、用于环路补偿的并联偏置调节器、误差放大器和故障保护功能块全部集成在一起，引脚更少（仅3线） 强大的高频开关电源芯片。可广泛应用于仪器仪表、笔记本电脑、VCD和DVD、电池充电器、功放等领域。 、控制

2、、计算机等诸多电子设备领域得到广泛应用。为此，本文将介绍以TOP222Y高频单片开关电源控制芯片为核心的多组开关稳压电源的设计方案。2、多组（5组）开关电源设计方案2.1 以TOP222Y高频单片开关电源控制芯片为核心的电源组成图如图1所示。TOP222Y为DC/DC转换器，其芯片引脚3、2、1分别为分别接高频变压器的输入和初级，输出次级和地，输出反馈。2.2 电源电路拓扑为单端反激式电源电路拓扑为单端反激式，反激式是指当功率开关MOSFET导通时，功率存储在高频变压器的初级线圈中；当 MOSFET 关闭时，电源输出到次级。由于开关频率高达100KHz，高频变压器可以快速储存和释放能量，经过高

3、频整流滤波后可以获得连续输出。2.3 电源单级滤波器的作用电磁滤波器 (EMl) 连接到 220V AC 输入线路。为了减小体积，降低成本，单片开关电源一般采用简单的单级滤波器。 L1用于滤除共模干扰，C1和C2用于滤除串模干扰。电源滤波器的作用：一方面滤除电网传来的杂波电压，净化输入电源，另一方面防止高频开关电源的振荡电压进入电源。电网干扰其他电器。2.4 整流和 DC/DC 转换器市电经过电容整流滤波后变成308V的直流电压给TOP222Y器件供电。 TOP222Y构成DC/DC转换器，将输入的直流高压变成脉冲宽度可调的高频脉冲电压，通过高频变压器进行降压。电压经过半波整流滤波后成为所需的

4、直流电压输出。2.5 瞬态电压抑制电路阻塞二极管D6和瞬态电压抑制器D5组成吸收电路，吸收功率器件关断过程中变压器漏感产生的峰值电压。 TOP222Y功率管导通时，初级变压器的电压极性在上端为正。下端为负，使D6截止，钳位电路不工作。在 MOSFET 关断的瞬间，初级变压器在下端变为正，在上端变为负。此时D6导通，峰值电压被D5吸收。2.6 关于高频变压器和反馈稳压电路高频变压器次级有5个绕组，其中13.2V/300mA绕组V1为主绕组，控制TOP222Y器件的脉宽，即该组输出电压为PWM稳压，并联可编程稳压器TL431和光电耦合器PC817及分压电阻R4、R5完成采样反馈工作。当输出电压上升

5、时，将R4、R5分压后得到的采样电压与TL431中的带隙基准电压进行比较，使TL431的阴极电位下降，使流过光电二极管的工作电流If增大，然后通过通过光耦PC817增大控制端的电流Ic，减小TOP222Y的输出占空比，使其电压下降。达到稳定的目的。电阻R3是V1输出的最小负载，用来提高轻载时的稳压率。当输出电压偏低时，R3的作用是为431提供电流偏置通路。为避免刚上电时输出电压过冲，在其间并联了一个软启动电容C12 TL431的阴极和阳极。其作用分析如下：刚上电时，由于C12两端的压降不能突变，VKA=O，TL431不工作。随着整流滤波器的输出电压逐渐升高，光耦二极管（LED）上的电流通过R2

6、对C12充电，使C12上的电压继续升高，TL431逐渐进入正常工作状态。输出电压在延迟时间内缓慢上升，最终达到 13.2V 的稳定值。2.7 采样和反馈电阻的确定如何确定 R2、R3、R4 和 R5 的值。首先我们要了解TOP管的控制特性。从TOPSwicth的技术手册可以知道，流入控制脚C的电流Ic与占空比D成反比，如图2所示，可以看出Ic的电流应该在2-6mA之间，而PWM会线性变化，所以PC817三极管的电流Ice也应该在这个区域发生变化。 Ice受二极管电流If控制，R1的值应保证TOP控制端获得所需电流。假设使用PC817，其CTR=Ic/IF=0.8-1.6。从TL431的技术参数

7、来看，Vka为2.5，当V-36V变化时，阴极工作电流IKA可以在1mA到100mA的很宽范围内变化。当光电偶CTR取下限0.8时，流过光电二极管的最大电流，IFmax-=6/0.8=7.5mA，TL431阴极电压VkA=Vo-VF-(IFmaxR2)2.5V，其中VF为光电二极管的正向压降。 VF 的典型值为 1.2V。VkA=13.2-1.2-7.5R22.5VR21.3k（取R2=250）431要求工作电流至少为1mA，即当R2的电流接近零时，还要保证431有1mA，所以R3=1.2V/1mA=1.2K（取R3=510 ）。R5的取值，R5的取值不是任意的，要考虑两个因素：* 431的基

8、准输入端的电流，一般这个电流在2A左右。为了避免此端的电流影响分压比和噪声的影响，流过电阻R5的电流一般为参考部分电流的100倍以上，所以这个电阻必须小于2.5V/200A=12.5K。*待机功耗要求，如有要求，在满足R512.5K的条件下，尽量取最大值。取R5=10K。确定上述关系后，即可确定R4电阻的值。根据TL431的性能，R4、R5、Vo、Vr有一个固定的关系：Vo=(1+R4/R5)Vr(Vr=2.5V) R4=43.k由此可以计算出来。3、开关电源电路主要参数设计这里只计算各组输出功率之和、输出直流电压、最大占空比、原边电流的有效值和峰值、原边绕组的电感值和介绍了初级磁极绕组的匝数

9、。3.1 本电源总输出功率为各组输出功率之和：PO=13.20.3+13.20.2+280.05+213.20.1+120.006=10.71W（反馈绕组功率为120.006）如果电源的总效率为 80%，则电源输入的总功率应为：Pi=PO/80%=10.7I/0.8=13.4W在宽输入电压条件下，TOP222Y的最大输出功率为15W ，可以满足本电路的要求。3.2 根据输入交流电压确定最小直流电压和最大直流电压假设交流输入电压范围为85V-265V，输入整流桥响应时间tc=3mS，输入滤波电容C3为22uf，那么对于宽范围电压输入，输入电容选择（2-3）PO单位 F，即对于宽范围电压输入，输入

10、电容应选择（2-3）Po单位F，并根据比例因子（23）F/W选择。当输入电容为 33F（存储值）时，VMIN=94V。3.3 确定最大占空比反激式电源的最大占空比出现在输入电压最低、输出功率最高的状态下。根据变压器在稳态时的磁平衡，可得如下公式：若VOR取100V TOP漏源电压UDS=10V，可计算出DMAX=0.6反激电压 VOR 的选择不是任意的。一般135V用于宽范围电压输入，100V一般用于多路电源输出。3.4 计算初级电流的有效值和峰值单端反激变换器的初级工作模式分为连续模式和连续模式两种，其初级绕组电流波形如图3所示。KRP 是电流纹波系数。 KRP的值可以用来定量描述开关电源的

11、工作模式。 0.4KRP1.0时为连续模式，KRP=1时为间歇模式。 KRP值越小，意味着工作模式越连续，初级电感越大，初级电流的峰值和rms值越小，可以使用功率较小的TOPSwitch芯片。设置在最大占空比，当开关导通时，初级电流为Ip1，当开关关断时，初级电流上升到Ip2。如果 Ip1 为 0，则表示转换器工作在不连续模式，否则工作在连续模式。由能量守恒可得： 1/2(Ipl+Ip2)*DMAX*VMIN=Pi为了提高效率，降低功率损耗，减少趋肤效应，我们采用连续工作模式：我们设置Ip2=2Ip1，这样就可以计算出转换器的初级峰值电流Ip2：(0.5 Ip2+ Ip2)0.677=213.

12、4 Ip2=0.387ATOP222Y限流最小值IL1MIN= 0.45A，限流最大值IL1MAX=0.55A初级峰值电流 Ip2 必须满足：初级绕组纹波电流初级绕组纹波电流与初级绕组峰值电流的比值，Ip2初级绕组 RMS 电流3.5 确定初级绕组电感值初级绕组电感：3.6 确定初级绕组的匝数选择E122磁芯作为磁芯选型的依据（一般选择最大磁通密度Bm=0.2T-0.3T低于0.2T磁芯未充分利用，0.3以上使用的铁氧体材料可能饱和），Bm选0.25吨（特斯拉）次级V2、V4、V5绕组匝数N2=N4=N5=N1=11匝4。结论由于TOP222Y高频单片开关电源控制芯片管脚少，多组开关电源的性能

13、调试方便简单，故障率低，可靠性高。至于高频变压器的计算，没有唯一的答案。在计算过程中，需要考虑大量相互关联的设计变量。变量的取值不同，设计的结果会有一些差异。有时理论计算值可能与实际值不同。差异需要进一步调整以满足实际需要。多输出单端反激式开关电源的设计介绍随着现代科学技术的飞速发展，功率器件的不断更新换代，PWM技术的发展日趋完善，开关电源正朝着短小轻薄的方向发展。介绍了一种基于TOPS系列芯片的小功率多路输出AC/DC开关电源的原理和设计方法。设计要求本文设计的开关电源将用作智能电表的电源，最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能电表的体积，电源的尺寸要求尽可能的小，电源部分和仪表的

14、主控部分可以制作在同一块PCB上。考虑到10W的功率和小尺寸的因素，电路采用了单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小、成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传输电路（由开关管和变压器组成）、输出整流滤波电路、检错电路（由芯片 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/688/TL431.html t _blank TL431组成及周边元件）和信号传输电路（由隔离光耦和电阻组成）等。本电源设计为表面贴装模块电源，其具体参数要求如下：最大输出功率：10W输入交流电压：85265V输出直流

15、电压/电流：+5V，500mA； +12V，150mA； +24V，100mA纹波电压：120mV单端反激式开关电源的控制原理所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号电源输出端，一个漏极D。反激式是指当功率 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/283/MOSFET.html t _blank MOSFET导通时，功率存储在初级绕组上高频变压器，只有当 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/283/M

16、OSFET.html t _blank MOSFET关断时，才向次级送电。由于开关频率高达100kHz，高频变压器可以快速储存和释放能量，经过高频整流滤波后可以获得直流连续输出。这也是反激电路的基本工作原理。反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调整占空比，达到稳压的目的。TOPSwitch- 系列片选及介绍TOPSwitch- 系列芯片与 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/283/MOSFET.html t _blank 功率开关器件的MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连。在启动

17、状态下，通过开关高压电源提供部分偏置电流，并配备电流检测。控制极（C）用于误差放大器的输入引脚和占空比控制的反馈电流，与部分并联稳压器连接，在正常工作时提供部分偏置电流，同时也提供旁路、自动重启和电容补偿功能的连接点。源极（S）与 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/283/MOSFET.html t _blank 高压电源回路MOSFET的源极相连，作为初级电路的公共点和参考点。外部输出 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buy

18、ic/283/MOSFET.html t _blank MOSFET的占空比随着控制引脚电流的增加呈线性下降。控制电压典型值为5.7V，限制电压为9V，控制端最大允许电流为100mA。阈值电压也在设计中进行了温度补偿，以消除由漏源导通电阻随温度引起的漏电流变化。当芯片结温大于此值135时，过热保护电路输出高电平，关闭输出极。此时控制电压Vc进入迟滞调整模式，Vc端的波形也变成幅度为4.7V5.7V的锯齿波。重新启动电路，断电后打开电路开关，或将Vc降至3.3V以下，然后用上电复位电路将外部触发器复位为零，使 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos

19、%20%20%20%20/buyic/283/MOSFET.html t _blank MOSFET恢复正常工作。采用TOPSwitch- 系列设计单片开关电源，所需外围元件少，器件对电路板布局和输入总线瞬态的敏感性大大降低，设计非常方便，性能稳定，性价比高。对于芯片的选择，主要考虑输入电压和功率。根据设计要求，输入电压为宽范围输入，输出功率不超过10W，所以 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/699/TOP222G.html t _blank 选用TOP222G 。电路设计这种开关电源的原理图如图1所示

20、。电源主电路为反激式，C1、L1、C2接交流电源进线端，滤除电网干扰，C5接高压与地之间，滤除初级和高频变压器的次级。由电容和电容引起的共模干扰在国际标准中称为“Y电容”。 C1和C5都称为安规电容，但C1专门滤除栅线之间的串模干扰，称为“X电容”。为了承受可能从电网线路进入的电击，可以在交流端并联一个标称电压u1mA为275V的压敏电阻VSR。鉴于在功率 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/283/MOSFET.html t _blank MOSFET关断的瞬间，高频变压器的漏感会产生一个峰值电压UL，此

21、外，原边会产生感应反向电动势UOR，并且两者叠加在直流输入电压上。典型情况下，交流输入电压经整流桥整流后，最高电压UImax=380V，UL165V，UOR=135V，UOR+UL+UOR680V。这就要求功率 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/283/MOSFET.html t _blank MOSFET至少能承受700V的高电压，而且必须在漏极加钳位电路吸收峰值电压，保护 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/699

22、/TOP222G.html t _blank TOP222G中的功率 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/283/MOSFET.html t _blank MOSFET 。本电源的钳位电路由D2和D3组成。其中，D2为瞬态电压抑制器（TVS） HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/534/P6KE200.html t _blank P6KE200 ，D3为超快恢复二极管 HYPERLINK %20%20%20%20:/%2

23、0%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/715/UF4005.html t _blank UF4005 。 MOSFET导通时 HYPERLINK :/ minitos /buyic/283/MOSFET.html t _blank ，初级电压上端为正，下端为负，使D3截止，钳位电路不工作。在 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/283/MOSFET.html t _blank MOSFET关断的瞬间，初级电压在下端变为正，在上端变为负。此时D1导通，电压被限制在200V左右

24、。输出链接设计以+5V输出环节为例，次级线圈上的高频电压通过 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/715/UF5401.html t _blank UF5401型100V/的超快恢复二极管D7 3A，因为+5V输出功率比较大，所以后级添加LC滤波器以减少输出纹波。波电压。滤波电感L2采用3.3H的穿心电感，称为“磁珠”，可以滤除D7在反向恢复过程中产生的开关噪声。对于其他两个输出，只需分别在输出端加滤波电容即可。其中，R3和R4为输出假负载，可以降低各自输出端的空载和轻载电压。反馈回路设计反馈路径主要由 H

25、YPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/541/PC817.html t _blank PC817和 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/688/TL431.html t _blank TL431以及几个电容和电阻组成。其中，U2为 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/688/TL431.html t _blank TL431 ，为可调试的

26、精密分流稳压器，通过电阻R5和R6分压得到参考电压值。输出电压的调节值可以通过调节R5和R6的值来调节。 C8为TL431 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/688/TL431.html t _blank 的频率补偿电容43l，可以改善TL的瞬态频率响应。 C7 是软启动电容。当 C7=22F 时，可增加 4ms 的软启动时间。加上TOP222G本身具有的 10ms 软启动时间，总计为 14ms。 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%2

27、0/buyic/699/TOP222G.html t _blank U3为 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/541/PC817.html t _blank PC817型线性光耦，其电流传输比（CTR）范围为80%160%，能较好地满足反馈回路的设计要求，而国内常用的 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/612/4N25.html t _blank 4N25、4N26 HYPERLINK %20%20%20%20:/%

28、20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/612/4N26.html t _blank 为非线性光耦。 , 不应使用。反馈绕组上产生的电压经D4、C9整流滤波后得到非隔离+12V输出，给 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/541/PC817.html t _blank PC817接收管的集电极供电。由于反馈绕组的输出电流较小，次级采用D4硅高速开关管 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/

29、152/1N4148.html t _blank 1N4148 。光耦 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/541/PC817.html t _blank PC817可将+5V输出与电网隔离，其发射极电流送至TOP222G HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/699/TOP222G.html t _blank 的控制端以调节占空比。C3为控制端的旁路电容，可对控制回路进行补偿，设定自动重启频率。当C3=47F时，自动重启

30、频率为1.2Hz，即每0.83s检测一次失控故障是否已消除。R2是 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/541/PC817.html t _blank PC817中LED的外接限流电阻。事实上，除了限流保护外，他对控制回路的增益也有重要影响。当R2变化时，依次影响以下参数值：IFICDUO，相当于改变了控制回路的电流放大倍数。下面简要分析反馈回路实现电压调节的工作原理。当输出电压UO发生波动，变化量为UO时， TL431 HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos

31、%20%20%20%20/buyic/688/TL431.html t _blank 的输出电压UK HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/541/PC817.html t _blank 经过采样电阻R5和R6分压后也会相应变化，从而改变PC817中LED的工作电流IF ，最后通过控制端电流IC的变化量来调整占空比D，使UO反方向变化，从而抵消UO的波动。上述稳压过程可概括为：UOUKIFICDUO最后使UO不变。其他输出不加反馈，输出电压由高频变压器的匝数决定。变压器设计变压器的设计是整个电源设计的关键，它

32、的好坏直接影响到电源的性能。铁芯和线轴的测定由于本文采用漆包线绕制，且EE型磁芯价格低廉，磁损低，适应性强，故选用EE22，其磁芯长度为A= 22mm。从厂家提供的磁芯产品手册可以看出，磁芯的有效截面积为SJ= 0.41cm2，有效磁路长度为1= 3.96cm，磁芯的等效电感为AL= 2.4H/turn 2，骨架宽度b= 8.43mm.确定最大占空比 Dmax根据公式：其中，UOR=135V，最小直流输入电压UImin=90V， MOSFET HYPERLINK %20%20%20%20:/%20%20%20%20minitos%20%20%20%20/buyic/283/MOSFET.html t _blank 漏源导通电压UDS(ON)=10V，代入上式可得：Dmax=64.3%，接近典型值67%。 Dmax 随着输入电压的增加而减小。计算初级线圈中的电流输入电流 IAVG 的平均值为初级峰值电流 IP 为：其中，KRP为初级纹波电流IR与初级峰值电流IP之比，电压为宽范围输入时，可取0.9。代入 Dmax=64.3%, IP= 0.518A.确定初级绕组电感 LP其中，损耗分配系数Z=0.5，IP= 0.518A，KRP=0.4，PO=10W，代之：LP1265H。确定绕线方式并计算每个绕组的匝数初级绕组的匝数 NP 可由下式