双闭环可逆直流脉宽PWM调速系统设计

成频率确定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调整电机转

速。

H形双极式逆变器电路如图1-3所示。这时电动机Y两端电压U八8的极性随

开关器件驱动电压的极性变更而变更。

图1-3H形双极式逆变器电路

双极式逆变器的四个驱动电压波形如图4所示。

图1-4H形双极式逆变器的驱动电压波形

他们的关系是:U.=44=-Ug2=—43。在一个开关周期内,当〈%时,

晶体管肛、匕饱和导通而V7；、V7；截止，这时七8=4。当时，1包、

也截止，但口、5不能立刻导通，电枢电流力经1/。2、丫。3续流，这时

UAB=-UsoU,8在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征，其电

压、电流波形如图2所示。电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。

当正脉冲较宽时，/则的平均值为正，电动机正转，当正脉冲较窄时，

则反转；假如正负脉冲相等，g=］，平均输出电压为零，则电动机停止。

双极式限制可逆PWM变换器的输出平均电压为

口/=畀「^^=（争-"aU-1）

假如定义占空比P=半，电压系数/=务

则在双极式可逆变换器中

y=2p-\（1-2）

调速时，p的可调范围为0〜1相应的/=-1~+1。当P时，y为正，电

动机正转；当时，y为负,电动机反转；当夕=■!■时，y=0,电动机停止。

22

但电动机停止时电枢电压并不等于零，而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而

电流也是交变的。这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电

动机的损耗这是双极式限制的缺点。但它也有好处，在电动机停止时照旧有高频

微震电流，从而消退了正、反向时静摩擦死区。

双极式限制的桥式可逆PWM变换器有以下优点：

1）电流确定连续。

2）可使电动机在四象限运行。

3）电动机停止时有微震电流，能消退静摩擦死区，

4）低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的牢

靠导通。

1.4PWM调速系统的静特性

由于接受了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简洁,

电压平衡方程如下

q=W+£学+E（0<r</J（1-3）

dt

5=Rid+L%E（ton<t<T）（1-4）

按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两

端在一个周期内的电压都是力二处「平均电流用〃表示，平均转速〃=E/C,,

而电枢电感压降也的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成

dt

M=RId+E=RId+Cen(1-5)

则机械特性方程式

必R7_R】

-二一%-(1-6)

二、电路设计

H桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的如图2-1所示。PWM逆变器的直流电

源由沟通电网经不控的二极管整流器产生，并接受大电容C。滤波，以获得恒定

的直流电压由于直流电源靠二极管整流器供电，不行能回馈电能，电动机

制动时只好对滤波电容充电，这时电容器两端电压上升称作“泵升电压”。为了

限制泵升电压，用镇流电阻Rz消耗掉这些能量，在泵升电压达到允许值时接通

图27H桥式直流脉宽调速系统主电路

四单元IGBT模块型号：20MT120UF

主要参数如下：

=1200V/r=16AT^'lOOP=0.9kW=3.O5V

2.1给定基准电源

此电路用于产生±15Y电压作为转速给定电压以及基准电压，如图2-2所示:

图2-2给定基准电源电路

2.2双闭环调整器电路设计

为了实现闭环限制，必需对被控量进行采样，然后与给定值比较，确定调整

器的输出，反馈的关键是对被控量进行采样与测量。

2.2.1电流调整器

由于电流检测中常常含有沟通重量，为使其不影响调整器的输入，需加低通

滤波”此滤波环节传递函数可用•阶惯性环节表示，由初始条件知滤波时间常数

r,=o.ooi.v,以滤平电流检测信号为准。为了平衡反馈信号的延迟，在给定通道

上加入同样的给定滤波环节，使二者在时间上协作恰当。

图2-3含给定滤波与反馈滤波的P1型电流调整器

转速调整器

转速反馈电路如图2-4所示，由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹

波，因此也须要滤波，由初始条件知滤波时间常数，“=（）.005s。依据和电流环

一样的原理，在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。

图2-4含给定滤波与反馈滤波的PI型电转速调整器

2.3信号产生电路

本设计接受集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。依据上

电路中1GBT的开关频率，选择适当的q、G值即可确定振荡频率。

电路中的PWM信号由集成芯片SG3524产生，SG3524接受是定频PWM电

路,DIP-16型封装。

由SG3524构成的基本电路如图2-5所示，由15脚输入+15V电压，用于产

生+5V基准电压。在6、7引脚之间接入外部阻容元件构成PI调整器，可提高稳

态精度。12、13引脚通过电阻与+15V电压源相连，供内部晶体管工作，由电流

调整器输出的限制电压作为2引脚输入，通过其电压大小调整12、13引脚的输

出脉冲宽度，实现脉宽调制变换器的功能实现。

IN-REFOUT

IN+VCC

OSCOUTEMIT2

CURRLIM+COL2

CURRLIM-COL1

RTEMIT1

CTSHUTDOWN

GNDCOMP

图2-5SG3524管脚图

VREF

1

16T

-

13

Outputs

图2-6SG3524引脚接线图

5

—+5V

3o—

i振荡器输出

l

9&补偿端.

‘ypwM比较瑞

Ig反和价入「4^5V

2&同和输入，EA>"

8(U^

।

图2-7SG3524内部框图

主要参数：输入电压Uimax：40V输出电流：500nA好散功率：1W

2.4IGBT基极驱动电路原理

工作原理如图2-8所示

图2-8EXB841内部结构图

EXB841系列驱动器的各引脚功能如下：

脚1：连接用于反向偏置电源的滤波电容器；

脚2:电源（+20V）；

脚3：驱动输出；

脚4：用于连接外部电容器，以防止过流爱惜电路误动作（大多数场合不须

要该电容器）；

脚5：过流爱惜输出；

脚6：集电极电压监视；

脚7、8：不接；

脚9：电源；

脚10、11：不接；

脚14、15：驱动信号输入（-，+）；

2.5基于EXB841驱动电路没计

驱动电路中V5起爱惜作用，避开EXB841的6脚承受过电压，通过VD1检测是否

过电流，接VZ3的目的是为了变更EXB模块过流爱惜起控点，以降低过高的爱惜阀

值从而解决过流爱惜阀值太高的问题。R1和C1及YZ4接在+20V电源上保证稔定的

电压。VZ1和VZ2避开栅极和射极出现过电压，Rge是防止IGBT误导通。

针对EXB841存在爱惜盲区的问题，可如图12所示将EXB841的6脚的超快速复

原二极管VDI换为导通压降大一点的超快速复原二极管或反向串联一个稳压二极

管，也可实行对每个脉冲限制最小脉宽使其大于盲区时间，避开IGBT过窄脉宽下

的低输出大功耗状态。针对EXB841软关断爱惜不行靠的问题，可以在EXB841的5

脚和4脚间接一个可变电阻，4脚和地之间接一个电容，都是用来调整关断时间，

保证软关断的牢靠性。针对负偏压不足的问题，可以考虑提高负偏压。一般接受

的负偏压是-5V,可以接受-8V的负偏压（当然负偏压的选择受到IGBT栅射极之间

反向最大耐压的限制），输人信号被接到15脚，EXB841正常工作驱动IGBT.

主要参数：电源电压：20V最大输出功率：47mA最高工作频率：10kHz

2.6锯齿波信号发生电路

锯齿波信号发生器SG的输出信号Us与限制信号在PWM转换器（SG3524）

中进行比较，PWM输出幅度恒定、宽度变更的方波脉冲序列，即PWM波。SG电路

可有UJT或者PUT构成°UJT锯齿波信号发生器基本电路如图2-10所示

图270锯齿波信号发生电路

2.7转速及电流检测电路

转速检测电路

转速检测电路如图2Tl所示。与电动机同轴安装一台测速发电机，从而引

出与被调量转速成正比的负反馈电压Un，与给定电压U：相比较后，得到转速偏

差电压AU。输送给转速调整器。测速发电机的输出电压不仅表示转速的大小，还

包含转速的方向，测速电路如图15所示，通过调整电位器即可变更转速反馈系

数。

ON0

图2Tl转速检测电路

电流检测电路

通过霍尔传感器测量电流的电流检测电路原理如图2-12所示。

心颇边电流

图2-12闭环霍尔电流传感器的工作原理

霍尔电流传感器的结构如图13所示。用一环形导磁材料作成磁芯，套在被测

电流流过的导线上，将导线中电流感生的磁场聚集起来，在磁芯上开一气隙，内

置一个霍尔线性器件，器件通电后，便可由它的霍尔输出电压得到导线中流通的

电流。

闭环霍尔电流传感器主要有以下特点：

1）可以同时测量随意波形电流，如：直流、沟通、脉冲电流；

2）副边测量电流与原边被测电流之间完全电气隔离，绝缘电压一般为2kV〜

12kV；

3）电流测量范围宽，可测量额定1mA〜50kA电流；

4）跟踪速度di/dt〉50A/口s；

5）线性度优于0.1%IN；

6）响应时间<lus；

7）频率响应0〜100kHz。

三、调整器的参数整定

本设计为双闭环直流调速系统

电路基本数据如下：

DPMI装置放大系数（=4.8；

2）电枢回路总电阻R=

3）电磁时间常数7；=0.0155；

4）机电时间常数7；=0.2$；

5）调整器输入电阻凡=402：

6）触发整流环节的允许过载倍数人二1；

设计指标：

1）静态指标：无静差；

2）动态指标：电流超调量cr%<5%；空载起动到额定转速时的转速超调量

o-„%<10%o

计算反馈关键参数：

-=-11=0.057//

a=——

Dnoim20（）/（r/.）

/7mmi（3-1）

Y£=」一=1.35%

“，，”2x3.7/"（3-2）

3.1电流环的设计

1）确定时间常数

PWM装置滞后时间常数：：rv=O.OO（M5O电流漉波时间常数：2二O.OO2S。

q=（+〃=0.0024s（r,和7；.一般都比7；小得多，可以当作小惯性群近似地看

作是一个惯性环节）。

2）选择电流调整器结构

依据设计要求：而且

[_0.015

=6.25<10

7i~~0.0024

(3-3)

□J按典型1型设计电流调整器。电流坏限制对象是双惯性型的，所以把电流

调整器设计成PI型的，其传递函数为

吗a(s)=K,2

(3-4)

式中匕一一电流调整器的比例系数；三一一电流调整器的超前时间常数。

3）选择电流调整器的参数

ACR超前时间常数窘=7；=0.015s：电流环开环时间增益：要求s«5%,故应

取K%=0.5,因此

K,=-=-^-=208.335-1

/%0.0024

(3-5)

于是，ACR的比例系数为:

0.015x8

&=K,=208.33x=3.86

1.35x4.8

(3-6)

4）校验近似条件

电流环截止频率:

%=勺=208.335_,

(3-7)

（1）品闸管装置传递函数近似条件:

%<_L(3-8)

即

1_1

1.............=........8.......33.335>%

3x0.0004

(3-9)

满足近似条件;

(2)忽视反电动势对电流环影响的条件:

(3-10)

即

3I------=3J-----------------=54.77s1<

NT/iA，0.2x0.015”

(3-11)

满足近似条件；

(3)小时间常数近似处理条件:

(3-12)

(3-13)

满足近似条件。

5)计算调整器电阻和电容

调整器输入电阻为％=40皿，各电阻和电容值计算如下

&=K,%=4.63x40-=185.22,取185AQ(3-14)

C=^-=0,015xlO6/vF=0.081,取0.08〃/(3-15)

“185xlO3

C~一线_4X。.吗K]06“_02”,取0.2〃「(3-1G)

R(y40x10

3.2转速环的设计

1)确定时间常数

(1)电流环等效时间常数2^=2x0.0024=0.0048s

(2)转速滤波时间常数7；0=0.005$

(3)转速环小时间常数近似处理匕=2%+Q=0.0098s

2)选择转速调整器结构

按跟随和抗扰性能都能较好的原则，在负载扰动点后已经有了一个积分环节,

为了实现转速无静差,还必需在扰动作用点以前设置一个积分环节，因此须要H

由设计要求，转速调整器必需含有积分环节，故按典型II型系统一选用设计PI

调整器，其传递函数为

MSKG）=K”2（3-17）

V

3）选择调整器的参数

依据跟随性和抗干扰性能都较好的原则取，=5,则ASR超前时间常数为

Tn=hTln=5x0.0095=0.0495.）

转速开环增益:

h+l6

%々=1195.50/

2x25x0.0098(3-19)

ASR的比例系数:

[h+\)pCeTm6x1.35x0.12x0.2

2haRT~2x5x0.05x8x0.0098一

ln(3-20)

4）近似校验

转速截止频率为:

KI

①,.=J=KNvn=1195.50x0.049-=58.58sy

助(3-21)

（1）电流环传递函数简化条件:

(O,.„<—^―

(3-22)

5%

现在

—=——!——/=83.33L>叫“(3-23)

57；.5x0.0024/$”r

满足简化条件。

(2)小时间常数近似处理条件：

co<--!—(3-24)

312%加

现在

-,—!—=-J---------!----------=68.04>砥“(3-25)

3\2心&3V2x0.0024x0.005

满足近似条件。

5)计算调整器电阻和电容

调整器输入电阻凡=40AC,则

4=K,A=4.9