2--Buck直流变换器的工作原理及动态建模

2 2 Buck 直流变换器的工作原理及动态建模 2 12 1 DC DC 变换器的概念变换器的概念 7 15 19 将一个固定的直流电压变换成可变的直流电压称之为 DC DC 变换 亦称为直流斩波 用斩波器斩切直流的基本思想是 如果改变开关的动作频率 或者改变直流电流通和断的 时间比例 就可以改变加到负载上的电压 电流的平均值 Buck 变换器又称降压变换器 串连开关稳压电源 三端开关型降压稳压器 基本的 DC DC 变换器按输入输出之间是否有电气隔离可分为两类 隔离型 DC DC 变 换器和非隔离型 DC DC 变换器 非隔离型 DC DC 变换器中存在四种基本的变换器拓扑 它们是降压式 Buck 型 升压式 Boost 型 升降压式 Buck boost 型 Cuk 型 此外还有 Sepic 型和 Zeta 型变换器 2 22 2 二电平二电平 BuckBuck 直流变换器的工作原理及主电路图直流变换器的工作原理及主电路图 2 13 25 26 1 主电路拓扑 Buck 变换器是一种输出电压等于或小于输入电压的单管非隔离直流变换器 它的拓扑 为电压源 串联开关和电流负载组合而成 如图 2 1 所示 图 2 1 Buck 电路主电路拓扑 为了分析稳态特性 简化推导公式的过程 特作如下假定 1 开关晶体管 二极管均是理想元件 也就是可以瞬间的导通和截至 而且导通时 降压为零 截至时漏电流为零 2 电感 电容是理想元件 电感工作在线性区而未饱和 寄生电阻为零 电容的等 效串联电阻为零 3 输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略 Buck 变换器的工作原理 当开关管导通时 电容开始充电 通过向负载传递能S i U 量 此时 增加 电感内的电流逐渐增加 储存的磁场能量也逐渐增加 而续流二极管 L i 因反向偏置而截至 当关断时 由于电感电流不能突变 故通过二极管 VD 续流 S L i L i 电感电流逐渐减小 由于二极管 VD 的单向导电性 不可能为负 即总有 从而可 L i L 0i 在负载上获得单极性的输出电压 根据晶体管的开关特性 在管子的基极加入开关信号 就能控制它的导通和截至 对 于 NPN 晶体管 当基极加入正向信号时 将产生积极电流 基极正向电压电压升高 b i 也随之升高 达到一定数值后 集电极电流达到最大值 其后继续增加 基本 b i b i c i b i b i 上保持不变 这种现象称为饱和 在饱和状态下 晶体管的集射极电压很小 可以忽略不 计 因此晶体管的饱和状态相当于开关的接通状态 当基极加入反向偏压时 晶体管截至 集电极电流接近于零 而晶体管的集射极电压接近于电源电压 晶体管的这种状态相当 c i 于开关的断开状态 通常称为截至状态 或称为关断状态 2 32 3 Buck 变换器的工作模式变换器的工作模式 5 8 27 29 由 Buck 变换器的工作原理可以看出 电感可以工作在电流连续的方式下 也可能工 作在电流不连续的工作状态 以此为标准将 Buck 变换器的工作模式分为两种 电感电流 连续工作模式 continuous current mode CCM 和电感电流断续模式 discontinuous current mode DCM 电感电流连续是指输出滤波电感的电流总大于零 电感电流断续是指在快关管段期间 有一段时间输出滤波的电流为零 在这种工作方式之间有一个工作边界 称为电感电流临 界连续状态 即在开关管关断末期 滤波电感的电流刚好降为零 下面分别讨论电感电流 处于不同模式时的变换器工作原理 1 电感电流连续模式 如图 2 2 所示为电流连续导电模式下的相关波形 图 2 2 电流连续模式下电路波形 在区间 开关管处于导通状态 电源电压通过到二极管 VD 两端 故二极 1 0 tSS 管 VD 截至 电流流过电感 由于输出滤波电容保持不变 则电感两端呈现正电压 由于所以 在该电压作用下输出滤波电感中电流线性增长 知 Li0 UUU i0 UU L i 道时刻 达到最大值 在导通期间 电感电流的增量及开关管的占空比分别 1 t L i L1 ISD 为 2 1 000 L s1s 1 t t UUU idtTtD T LLL 其中 1 s t D T 0D1 2 1 在区间 关断 由于电感的储能作用 经二极管 VD 继续流通 此时加在 1s ttS L i 输出滤波电感上的电压 呈现负值 电感中电流线性衰减 直到时刻 L0 UU L i s T 达到最小值 在截至期间 电感电流的减小量为 L i L2 IS s 1 000 L s1s 1 T t UUU idtTtD T LLL 2 2 由于稳态工作下的电感电流波形必然周期性重复 因此 S 导通期间的增量必然等于 S L i L i 截至期间的减小量 即 所以 L L ii i00 ss 1 UUU DTD T LL 2 3 整理得 0 i U D U 2 4 由式 2 4 可知 输出电压与开关管的占空比 D 成正比 所以通过改变开关管的占空比 可以控制输出平均电压的大小 由于占空比总是小于 1 所以输出电压总是小于输入电压 故常称为降压式变换器 改变占空比就可以改变输出电压值 2 电感电流断续模式 当电感较小 负载电阻较大或较大时 将出现电感电流已下降到 0 但新的周期却 s T 尚未开始的情况 如图 2 3 为电流断续模式下 Buck 电路的相关波形 图 2 3 电流断续模式下电路波形 在区间 开关管 S 处于导通状态 与电感电流连续模式下的工作情况相同 此 1 0 t 时 在时刻 关断 电感中电流线性衰减 直到时刻下降到 0 即 LL1 iI 1 TS L i dis t dis 1 000 L dis1s t t UUU idtttDT LLL 2 5 式中 由于得 dis1 s 1 tt DDD T 且 L L ii 0 1 i UD DD UDD 其中 2 6 此时 变换器输出电流任等于电感电流平均值 即 0 I 2 i 0L1 disi SS0 11 1 22 UD II tU TLfU 2 7 上式表明 电感电流断续时不仅与占空比 D 有关 而且与负载电流有关 0i UU 0 I 若 则多大 输出电压必等于输入电压 0 0I D 0 U i U 3 电感电流临界连续模式 在有关电流断续工作模式的数学关系中 首先需要推导的是电感电流连续与断续的临 界条件 其推导过程如下 降压型电路电感电流处于连续与断续的临界状态时 在每个开关周期开始和结束的时 刻 电感电流正好为零 如图 2 4 所示 图 2 4 降压型电路电流临界连续工作时的波形 稳态条件下 由于电容的开关周期平均电流为零 因此电感电流在一个开关周期C L i 内的平均值等于负载电流为 o o U I R 2 8 而电感电流的开关周期平均值可以按下式计算 L i S LL 0 T Ii t dt 2 9 即得到电感电流连续的临界条件 0L II 这种计算方法需要导出的表达式 还要计算定积分 比较繁琐 我们采用一种 L It 简单的方法 根据图 2 4 电感电流在一个开关周期中的波形正好是一个三角形 它的高 底边 L I 长为 面积为 s T ILS 1 2 SI T 2 10 在几何意义上 电感电流的开关周期平均值等于和该三角形同底的矩形的高 因此电 感电流开关周期平均值等于三角形面积除以 即 s T LL 1 2 II 2 11 的计算方法如下 电感电流在零时刻从零开始线性上升 在时刻达到 上 L I s DT L I 升的斜率为 L io di LUU dt 2 12 有 io LS UU IDT L 2 13 此时电感电流仍为连续 故有 o i U D U 将其代入式 2 13 有 LoS 1D IU T L 2 14 则可得电感电流开关平均值的表达式为 LoS 1 2 D IU T L 2 15 电感电流连续的临界条件为 0L II 将式 2 8 和式 2 9 带入上式有 0 0s 1 2 UD U T RL 2 16 整理得 S 1 2 LD RT 2 17 这就是用于判断降压型电路电感电流连续与否的临界条件 随后需要推导的是电感电流断续条件下输出与出入电压的比例 首先设开关关断后电感的续流时间为 如图 3 7 所示 其中 S s aT 01aD 图 2 5 电感电流断续工作时的波形 根据稳态条件下电感电压开关平均值为零的原理 有 2 18 ioSoS UUDTUT 电感电流开关周期平均值为 2 19 LL 1 2 IID 而负载电流为 o o U I R 2 20 稳态条件下 电容的开关周期平均电流为零 故电感电流开关周期平均值等于C 负载电流 即 o L 1 2 U ID R 2 21 从式 2 18 中 解出的表达式 与式 2 15 一起代入式 2 21 中得 iooi S o 1 2 UUUU DTD LUR 2 22 整理得 2 ii 2 ooS 2 0 UUL UUD T R 2 23 令解方程 并略去负根 得 2 S 2L K D T R o i 141 2 UK UK 2 24 值得注意的是 式 2 24 在电路工作在电感电流断续条件下成立 而电路工作在电 感电流连续条件下不成立 特别是 当电感电流处于临界连续状态时 代入式 2 17 得时 S 2L RT 1 D 0i UUD 从式 2 17 可以看出 电流断续时电压比与占空比和负载相关 也与电路参数DR 和有关 L s T 2 42 4 主回路电感 电容参数整定主回路电感 电容参数整定 3 22 33 根据对二电平 Buck 型直流变换器工作原理的分析以及电感电流连续和断续的临界条 件的推导 可以计算出二电平 Buck 型直流变换器滤波电感和滤波电容的参数 稳态时 电感电流连续的临界条件为 oL II 2 25 利用上节内容提到的三角形面积法我们得到电感电流的临界条件为 S 1 2 LD RT 整理得 s 1 2 D LRT 2 26 在本次的设计中 给定工作电压为 输出电压为 负载电阻为 i U40V 0 U20VR 开关周期为 带入式 2 26 中得到电感电流临界值 50 s f40kHz s 3 111 500 00031H 2440 10 D LRT 2 27 即当主电路电感大于时 电路工作在电感电流连续工作模式 当主电路电感小于0 31mH 时 则为电感电流断续工作模式 0 31mH 本次实验所选用的电感分别为和 当使用的电感时 电路为电1mH0 078mH1mH 感电流连续工作模式 当选用时 为电感电流断续工作模式 0 078mH 滤波电容的作用主要是在开关关断时为负载供电和减小输出电压中的纹波 当所选的 电容能达到输出滤波的要求时 L 可以选的足够大 以便使开关变换器保持在连续的工作 状态 但电容本身没有完美的电气性能 所以其内部的等效串联电阻将消耗一些功率 另 外 等效串联电阻上的压降会产生输出纹波电压 要减小这些纹波电压 只能靠减小等效 串联电阻的值和动态电流的值 选择电容的类型 经常由纹波电流的大小来决定 我们设纹波电压为输出电压的 即 0 5 o 20 0 5 0 1VU 2 28 开关周期为 5 s 4 s 11 2 5 10 4 10 Ts f 2 29 纹波电压 2 1 SLL ocS 11 1 2228 t t TII Ui dtT CCC 2 30 将式 2 17 带入 2 30 得 2 ooS 1 8 D UU T LC 2 31 即 2 oS o 1 8 D CU T L U 2 32 取电感量为临界连续电感值的 1 2 倍 带入式 2 32 解得滤波电容 C 值为 2 34 1 0 51 20 8 1 100 14 10 C 5 3 0259 F 30 25 F 2 33 计算得到电感的最小取值为 本次设计选取了的电容 通过实验验证30 25 F440 F 其满足性能指标要求 能较好的抑制了输出电压纹波 2 52 5 Buck 变换器的动态建模变换器的动态建模 5 10 41 31 2 5 12 5 1 状态平均的概念状态平均的概念 由于 DC DC 变换器中包含功率开关器件或二极管等非线性元件 因此是一个非线性 系统 但是当 DC DC 变换器运行在某一稳态工作点附近 电路状态变量的小信号扰动量 之间的关系呈现线性的特征 因此 尽管 DC DC 变换器为非线性电路 但在研究它在某 一点稳态工作点附近的动态特性时 仍可以把它当成线性系统来近似 这就要用到状态空 间平均的概念 图 2 6 所示为 DC DC 变换器的反馈控制系统 由 Buck DC DC 变换器 PWM 调制器 功率 器件驱动器补偿网络等单元构成 设 DC DC 变换器的占空比为 在某一稳态工作点的 d t 占空比为 又设占空比在 D 附近有一个小的扰动 即D d t mm sind tDDt 2 34 式中 和均为常数 且 调制频率远低于变换器的开关频率 D m D m DD m ms 2 f 占空比扰动使占空比在恒定值上叠加了一个小幅度低频正弦波信号所调制 d tD a b 图 2 6 DC DC 变换器反馈控制系统 占空比为 d t 经低频调制后 Buck 直流变换器的输出电压也被低频调制 即输出低频调制 频率电压分量的幅度与成正比 频率与占空比扰动信号调制频率相同 这就是线性 m D m 电路的特征 实际上 Buck 直流变换器的输出电压中除直流和低频调制频率电压分量外 包含开关频率带 开关频率谐波带及其边频带 当开关频率及其谐波分量幅度较小时 开 关频率谐波与其边带可以忽略 这时小信号的扰动量的关系近似为线性关系 于是就可以 用传递函数来描述 DC DC 变换器的特性 为化简模型 需要忽略开关频率及其边带 开关频带谐波与其边带 于是引入开关周 期平均算子的定义 Ts 1 t Ts t x txd Ts 2 35 式中 是 DC DC 变换器中某电量 为开关周期 对电压 电流等电量 x t s T ss 1Tf 进行开关周期平均运算 将保留原信号的低频部分 而滤除开关频率分量 开关频率谐波 分量及其边频分量 下面将开关周期平均运算应用于电感元件或电容元件 描述电感元件的特征方程式为 L di t Lut dt 2 36 上式两边同除以 L 并在一个开关周期中积分 得 L 1 t Tst Ts tt diud L 2 37 上式左边表示在一个开关周期中电感电流的变化 右边与电感电压的开关周期平均值成正 比 上式右边应用开关周期平均算子符号 得 ssL 1 s T i tTi tTut L 2 38 上式表明 一个开关周期中电感电流的变化量与一个开关周期电感电压平均值成正比 经 整理得 s L s s T i tTi t Lut T 2 39 另外由 s 1 s t Ts T t di t d i t dtdt T 0t Ts t0 s 1 d i t dti t dt T dt s i tTsi t T 2 40 上式称为欧拉公式 将 2 38 代入 2 19 得 L s s T T di t Lut dt 2 41 由上式可知 电感的电流和电感两端的电压经过开关周期平均算子作用后仍然满足法 拉第电磁感应定律 即电感元件特性方程中的电压 电流分别用它们各自的开关周期平均 值代替后 方程仍然成立 当电路达到稳定时 根据电感电压的伏秒平衡原理 电感电压的平均值等于零 于是 0 由式 2 41 得 LTs ut s s cT cT du t Ci t dt 表明电感电流的开关周期平均值Ts等于常数 但并不表明电感电流的瞬时值在 一个开关周期中保持恒定 实际上在 DC DC 变换器中 一个开关周期中电感电流的瞬时 值波形一般近似为三角波 类似地也可推的经开关周期平均算子作用后描述电容的方程为 c c s s T T du t Ci t dt 2 42 上式表明电容元件特性方程中的电压 电流分别用他们各自的开关周期平均值代替后 方程仍然成立 当电路达到稳态时 根据电容电荷平衡原理 电容电流的平均值等于零 于是 c 0 T s i t 由式 2 42 得 0 c T s du t C dt 表明电容电压的开关周期平均值是常数 但并不表明电容电压的瞬时值在 c T s i t 一个开关周期中保持恒定 实际上在 DC DC 变换器中 一个开关周期中电容电压的瞬时 值波形一般近似为三角波 2 5 22 5 2 小信号交流等效电路小信号交流等效电路 小信号交流模型也可以用等效电路表示 可以增加直观性和便于记忆 用等效电路表 示小信号交流模型的方法不是唯一的 一般以简单性和物理意义明确等作为选择等效电路 如图 2 7 所示 图 2 7 Buck 变换器小信号交流等效电路 2 5 32 5 3 平均开关模型平均开关模型 基于数学方法的状态空间平均法计算复杂 而且不直观 如果能通过电路变换 求得 小信号交流模型 将更直观 使用更方便 这就是平均开关模型方法的出发点 平均开关 模型不仅可应用于 PWM DC DC 变换器 也可用于谐振变换器 三相 PWM 变换器 任何 DC DC 变换器都可分割成两个子电路 一个子电路为定常线性子电路 另一个 为开关网络 如图 2 8 所示定常线性子电路无需进行处理 关键是如何通过电路变换将非 线性的开关网络子电路变换成线性定常电路 图 2 8 变换器分割成定常线性子电路和开关网络 将开关网络等效为受控电压源和电流源 通过将变压器的各个波形用一个开关周期的 品均值代替 消去了开关频率分量及其谐波分量的贡献 最后通过扰动和线性化处理 得 到小信号等效电路 显然获得小信号等效电路的一个定常的线性电路 整个过程基本通过 电路的变化来完成 如图 2 9 来表示 图 2 9 开关网络等效成理想变压器与电源组成的网络 图 2 10 为 Buck 变换器的开关网络 为了获得平均开关模型 将其中两个端口电量 如和表示成 占空比 d 的函数 s 2T v s 1T i s 1T v s 2T i 图 2 10 Buck 变换器开关网络 12 ss TT i td ti t 2 43 ss 21 TT v td tv t 2 44 作小信号扰动 忽略二阶交流项 线性化处理后 可推出 Buck 变换器等效小信号交流模 型 2 5 42 5 4 状态空间平均法状态空间平均法 DC DC 开关变换器的建模方法经历了由数值法到解析法 有离散解析法到连续解析法 平均法 的不断发展的过程 数值法所得的结果 物理概念不明确 很难提供电路工作 机理的信息而且计算量过大离散法精确 但所得结果的表达式比较复杂 物理概念不明确 难以处理非理想元件 不便于设计 很难在工程实际中广泛应用 平均法一直是 DC DC 开关变换器建模理论中最为重要的建模方法 它对设计有一定 的指导意义 近年来 得到了很大的发展 主要有状态空间平均法和电路平均法 状态空 间平均法是开关变换器的基本分析方法 可进行稳态和动态小信号的解析分析 此方法有 着重要的实用价值 至今仍受欢迎 但状态空间平均法在进行状态空间平均变换处理时要 求开关变换器的开关频率远远大于电路特征频率接状态方程中输入变量为常数或缓慢变换 量 只能用在扰动频率比开关频率低很多的情况 不适用于谐振变换器 当变换器有更多 的开关状态 含有更多的电容和电感动态元件时 状态空间平均法需要进行大量的运算 建模过程复杂 分析较繁琐 目前 该方法主要用以分析理想 PWM 开关变换器 电路平均法是从变换器的电路出发 对电路中的非线性开关元件进行平均和线性化处 理 得到线性等效电路模型 其最大优点是等效电路模型与原电路拓扑一致 主要有 时 间平均等效电路法 能量守恒法 时间平均等效电路法的关键是利用电路理论中的替代原理将开关变换器的开关器件由 受控电压源或受控电流源进行替代变换 得到开关变换器的等效平均电路 从而用常规方 法就可进行开关变换器的 DC 稳态和 AC 小信号分析 该方法只需对开关变换器进行简单 的等效处理即可获得等效平均电路 不需要进行复杂的运算 可以适用于状态平均方法所 能适用的所有开关变换器的建模分析 具有直观 物理意义明确的优点 适用于 DC DC 变换器 谐振变换器的建模和分析 但该方法只用于理想开关变换器的建模分析 2 5 52 5 5 脉冲积分法脉冲积分法 脉冲积分波形积分法是一种能通用于脉宽调制型 准谐振型 桥式串 并 联谐振型 等各类 DC DC 变换器的统一建模方法 能充分反映各类变换器自身的特点 为变换器动 态性能指标的分析与设计提供统一衡量标准 此方法的主要特点是 用周期性脉冲函数将变换器在一个周期的各个子拓扑统一形 成一个拓扑 物理概念清晰 对小信号变量的采样函数作拉氏变换 模具具有采样数据 模型的特点 可根据变换器的不同类型作相应线性近似处理 2 5 62 5 6 二电平二电平 Buck 电路电感电流连续的建模电路电感电流连续的建模 图 2 11 Buck 变换器主电路 图 2 12 等效开关网络 s s L T T di t Lut dt 2 45 s s c c T T du t Ci t dt 2 46 图 2 13 Buck 变换器等效电路 对电路作扰动信号 即令 i isi T U tuu t 2 47 s T d td tDd t 2 48 2 2s2 T i tIit 2 49 osoo T u tUu t 2 50 对上图列写电压电流方程有 2 io oo 2 Ts TsTs TsTs Ts di t Ld tu tu t dt du tu t Ci t dtR 2 51 一 o 0 i 0 0 d s u s d st u s 先求的传递函数 前提条件是即d 对 2 51 化简并求解得 2 2 i ioo di td it LLDd tuu tUu t dtdt i ii0o uDu tu d td t ui tUu t 2 52 上式中忽略二次项 消去稳态分量 对小信号进行拉氏变换得 2io LsIsDu su s 2 53 化简 2 51 有 2 2 o ooo duUu tdut CCIit dtdtRR 2 54 消去稳态分量 对小信号扰动量进行拉氏变换得 o o2 u s Csu sIs R 2 55 o2 1 Csu sIs R 2 56 联合求解 2 54 和 2 55 式得 o 0 2 i 1 d s u sD L u sLCss R 2 57 二 前提条件是 o 0 ui s u s d s 再求的传递函数 0 0 ii u su t 对 2 51 式化简并求解得 2 io d i t Lu d tu t dt 2 58 求拉氏变换得 2io LsIsU d su s 2 59 对 2 51 式化简并求解得 o2 1 u sIs R C s 2 60 联合 2 59 和 2 60 求解得 oi 0 2 1 ius u su L d s LCss R 2 61 2 5 72 5 7 二电平二电平 Buck 电路电感电流断续的建模电路电感电流断续的建模 二电平 Buck 变换器电路原理如图 2 14 所示 图 2 14 二电平 Buck 变换器电路原理图 波形如图 2 15 所示 图 2 15 二电平 Buck 变换器断续工作波形图 当时 S 导通 其工作电路如图 2 16 所示 1 0tT 图 2 16 当时的二电平 Buck 变换器工作电路图 1 0tT 当时 其工作电路如图 2 17 所示 12 T t T 图 2 17 当时的二电平 Buck 变换器工作电路图 12 T t T 当时 其工作电路图如图 2 18 所示 2s T t T 图 2 18 当时的二电平 Buck 变换器工作电路图 2s T t T 统一拓扑电路图如图 2 19 所示 图 2 19 二电平 Buck 变换器断续工作统一拓扑图 o Lo L i1o2o 1 dU icU dtR di U f tU f tLU dt 2 62 22S f ttTtT 2 63 此时电路波形如图 2 20 所示 图 2 20 和波形图 1 f t 2 f t 123 1ddd 2 64 o o o LLo 11dUd u IiCCUu dtdtRR 2 65 o o L 1d u iCu dtR 2 66 12 io io Uuf ttUuf tt LL o o dId i LLUu dtdt 2 67 iioo i1i1o22o LL o o U f tUtu f tutU f tu f tutUt dId i LLUu dtdt 2 68 1 当 即时的传递函数 1 0d s 0t oo sLSS ooo L 1 11 T IsCT Susus T R IsCSususCSus RR 2 69 ioo 1S2LSS ioo 3L Us Tus TTLSIs Tus T DUsus dLSIsus 2 70 iooo 13 1 d u sd usLS CSusus R 2 o 1 L LCSSus R 2 71 o 1 2 i 3 1 dus L u sLCSSd R 2 72 2 当 即 求的传递函数 i 0u s i 0u t o us d s o L 1 ISCSus R 2 73 2 o iSSoS U T d su TTU T d s oo 1 LS CSusus R 2 74 2 o io 1 L UUd sLCSSdus R 2 75 o io 2 3 1 UUus L d sLCSSd R 2 76 至此 已完成了对二电平 Buck 电路连续和断续工作模式的建模 以后将以此为基础 对其控制回路进行设计 3 Buck 型 DC DC 变换器的控制回路 3 13 1 PWM 调制器调制器 3 16 27 38 随着电能变换技术的发展 功率 MOSFET 在开关变换器中开始广泛使用 为此美国硅 通用半导体公司 Silicon General 推出 SG3525 SG3525 是用于驱动 N 沟道功率 MOSFET 其产品一经推出就受到广泛好评 下面我们对 SG3525 特点 引脚功能 电气 参数 工作原理以及典型应用进行介绍 SG3525 是电流控制型 PWM 控制器 所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来 调节脉宽的 在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信 号进行比较 从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化 由于结构 上有电压环和电流环双环系统 因此 无论开关电源的电压调整率 负载调整率和瞬态响 应特性都有提高 是目前比较理想的新型控制器 3 1 13 1 1 SG3525 芯片简介芯片简介 SG3525 脉宽调制型控制器是美国通用电气公司的产品 作为 SG3524 的改进型 更适 合于运用 MOS 管作为开关器件的 DC DC 变换器 它是采用新型模拟数字混合集成电路 性能优异 所需外围器件较少 它的主要特点是 输出级采用推挽输出 双通道输出 占空 比 0 50 可调 每一通道的驱动电流最大值可达 200mA 电流峰值可达 500mA 可直接驱动 功率管 工作频率高达 400KHz 具有欠压锁定 过压保护和软启动等功能 该电路由基 准电压源 震荡器 误差放大器 PWM 比较器与锁存器 分相器 欠压锁定输出驱动级 软启动及关断电路等组成 可正常工作的温度范围是 0 700 摄氏度 基准电压为 5 1 V 士 1 工作电压范围很宽 为 8V 到 35V 其管脚如图 3 1 所示 图 3 1 SG3525 管脚图 1 Inv input 引脚 1 误差放大器反向输入端 在闭环系统中 该引脚接反馈信号 在开 环系统中 该端与补偿信号输入端 引脚 9 相连 可构成跟随器 2 Noninv input 引脚 2 误差放大器同向输入端 在闭环系统和开环系统中 该端接给 定信号 根据需要 在该端与补偿信号输入端 引脚 9 之间接入不同类型的反馈网络 可以构成比例 积分和微分等类型的调节器 3 Sync 引脚 3 振荡器外接同步信号输入端 该端接外部同步脉冲信号实现与外电路 同步 4 OSC Output 引脚 4 振荡器输出端 5 引脚 5 振荡器定时电容接入端 T C 6 引脚 6 振荡器定时电阻接入端 T R 7 Discharge 引脚 7 振荡器放电端 该端与引脚 5 之间外接放电电阻 构成放电回路 8 引脚 8 软启动电容接入端 该端通常接一只 5 的软启动电容 Soft Start C 9 Compensation 引脚 9 PWM 比较器补偿信号输入端 在该端与引脚 2 之间接入不同 类型的反馈网络 可以构成比例 比例积分和积分等类型调节器 10 Shutdown 引脚 10 外部关断信号输入端 该端接高电平时控制器输出被禁止 该 端可与保护电路相连 以实现故障保护 11 Output A 引脚 11 输出端 A 引脚 11 和引脚 14 是两路互补输出端 12 Ground 引脚 12 信号地 13 引脚 13 输出级偏置电压接入端 C V 14 Output B 引脚 14 输出端 B 引脚 14 和引脚 11 是两路互补输出端 15 引脚 15 偏置电源接入端 CC V 16 引脚 16 基准电源输出端 该端可输出稳定性极好的基准电压 ref V 3 1 23 1 2 SG3525 内部结构图内部结构图 如图 3 2 所示为 SG3525 内部结构图 图 3 2 SG3525 内部结构图 3 1 33 1 3 SG3525 5 的工作原理的工作原理 SG3525 内置了 5 1V 精密基准电源 微调至 1 0 在误差放大器共模输入电压范围 内 无须外接分压电组 SG3525 还增加了同步功能 可以工作在主从模式 也可以与外部 系统时钟信号同步 为设计提供了极大的灵活性 在 CT 引脚和 Discharge 引脚之间加入一 个电阻就可以实现对死区时间的调节功能 由于 SG3525 内部集成了软启动电路 因此只 需要一个外接定时电容 SG3525 的软启动接入端 引脚 8 上通常接一个 5 的软启动电容 通电过程中 由于 电容两端的电压不能突变 因此与软启动电容接入端相连的 PWM 比较器反向输入端处于低 电平 PWM 比较器输出高电平 此时 PWM 锁存器的输出也为高电平 该高电平通过两 个或非门加到输出晶体管上 使之无法导通 只有软启动电容充电至其上的电压使引脚 8 处于高电平时 SG3525 才开始工作 由于实际中 基准电压通常是接在误差放大器的同相 输入端上 而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上 当输出电压因输入 电压的升高或负载的变化而升高时 误差放大器的输出将减小 这将导致 PWM 比较器输 出为正的时间变长 PWM 锁存器输出高电平的时间也变长 因此输出晶体管的导通时间 将最终变短 从而使输出电压回落到额定值 实现了稳态 反之亦然 外接关断信号对输 出级和软启动电路都起作用 当 Shutdown 引脚 10 上的信号为高电平时 PWM 锁存器 将立即