地面数字视频广播系统中的频偏估计

1、地面数字视频广播系统中的频偏估计地面数字视频广播 1 ( Digital Video Broadcasting forTerrestrialTransmission, DVB-T)是欧洲地面数字电视标准，采用正交频分复用( Orthogonal Frequency DivisionMultiplexi ng, OFDM )技术。众所周知，OFDM技术具有充分利用频谱资源和有效抵抗多径干扰的能力 2 ，但是其作为一种多 载波调制方式，对系统接收端各个子载波之间的正交性要求很 高。在实际传输过程中， 由于系统发射机载波频率与接收机本地 振荡器之间存在频率偏差， 或者由于多普勒漂移的影响， 都会使

2、得OFDM系统子载波之间的正交性遭到破坏，导致子载波间的信 号相互干扰( Inter-Carrier Interference ， ICI )，从而导致 整个系统的性能严重下降3。因此，DVB-T系统对频率偏差非 常敏感，必须进行精确校正。对频率偏差进行校正，一般采用两种方法。一是利用 OFDM 信号本身的特殊结构，即利用保护间隔来估计频率偏差 4， 5 ； 另一种是利用已知的插在 OFDM信号中间的导频信号来估计频率 偏差 5 ， 6 。为了又快又精确地估计频偏，本文综合采用两种方 法，把整个频偏校正分为捕获和跟踪两个阶段。 前一阶段校正比 较大的偏差，而后一阶段只处理很小的频率波动。本文主

3、要包括以下几部分内容：第一部分介绍DVB-T中OFDM 系统模型及其参数； 第二部分详细介绍适合此系统的频偏估计算 法；第三部分给出仿真结果；最后是本文的结论。1 DVB-T中OFDI统描述DVB-T中OFDM调制利用点快速傅立叶逆变换（IFFT）来实 现1。提供2种子载波数量N,即有2K和8K两种模式，8K模式 每个OFDM符号有K=6817个子载波，2K模式为K=170每个OFDM 符号中插入有连续导频（CP、离散导频（SP以及传输参数信 号（TPS。一个OFDh符号的周期是Ts，由两部分构成：有用 数据部分Tu和保护间隔Tg。保护间隔是有用数据最后 Tg部分 的复制，插入到有用数据的前面

4、，即Ts=Tu+Tg保护间隔亦称为循环前缀。有4种保护间隔Tg，分别是：1/4Tu、1/8Tu、1/16Tu、 1/32Tu。OFDM调制解调部分的系统框图如图1所示：数据首先经过串/并变换，形成一个 OFDh符号，然后送入 IFFT模块进行OFDM调制，再插入保护间隔，然后经过并/串变换后，送入信道。接收端正好与之相反。 Xi,k 、 Yi,K 、 Hi,k 分 别表示在频域上第i个OFDh符号的第k个子载波位置的发送信 号、接收信号、信道传递函数值。 Xi,n 、 yi,n 分别表示时域上 第i个OFDM符号的第n个发送信号、接收信号。fc、 f、6 c 分别表示载波频率、频偏、公共相位偏

5、差，就是本文所要校正的 频率偏差。2 频偏估计算法频偏 f 分解成： f= fI+ fF=（nI+ f F）（1/Tu ）（ 1）其中 fl、 fF、1/Tu分别表示整数倍子载波频偏、小数 倍子载波频偏、相邻子载波的间隔，则nl、 f F分别表示归一化以后的整数倍频偏、小数倍频偏。捕获阶段首先利用一个 OFDM符号内有用数据与保护间隔数据的自相关性对 f F进行粗略估计，进行小数倍频偏粗校正；然后利用相邻OFDM符号对应的连续导频信号之间的相关性对 nl 进行估计。接着进入跟踪 阶段，利用连续导频的相位特性与频偏的关系精确估计剩余的 f F 。2.1 小数倍频偏粗估计由于发送的OFDM符号中保

6、护间隔是有用数据的复制，即 xi,n=xi,n+N ，如果只考虑传输过程中频偏的影响，接收到的信 号可以表示为yi,n=xi,nej2 n ft (2)即由于频偏的存在， 使得接收数据相对于发送数据有一个相 位的偏转， 而且此偏转与时间成正比， 又因为接收到的有用数据 yi,n+N和对应的保护间隔数据yi,n相距为N点，即时间上为Tu, 所以有以下关系(本文中 * 表示复数取共轭)：设保护间隔长度为Ng个数据，则可得：由公式( 5)可知：把保护间隔和有用数据做自相关运算， 即可推导出小数倍频偏的估计算法。2.2 整数倍频偏估计接收数据yi,n移除保护间隔以后，经过 FFT运算成为频域上的数据

7、Yi,k ，有 4式中m为一整数。由于每个 OFDM符号中连续导频的位置是 已知的， 且对应位置是固定值， 所以当 k+m-nI 为导频点位置时， 是导频点相关， 相关性很强， 而其它位置做相关时可将其看作随 机数据做相关，没有相关性。因此可以利用前后两个OFDM符号中假定连续导频位置数据做相关运算并累加，来估计整数倍频 偏。即式中CPn,L，分别表示连续导频的位置和数目。当且仅当m为整数倍频偏 nI 时， k+m-nI 才为导频点位置，式（ 8）中的模 才能取到最大值。由公式（ 8）就可以估计整数倍频偏。2.3 小数倍频偏精估计 经过小数倍频偏粗校正和整数倍频偏校正以后， 剩余的已经 非常小

8、，公式（ 7）可以写成由于连续导频点的位置和数据都是已知的，则有式中CPn L分别表示连续导频的位置和数目。实际上，上 述整数倍频偏估计利用的是前后OFDM符号连续导频相关累加和的幅度特性，而小数倍频偏精估计利用的是前后OFDM符号连续导频相关累加和的相位特性。3 仿真结果 根据上述频偏估计算法，按照标准的瑞利信道进行仿真分析，结果如图2所示。仿真参数设置如下：采用 2K模式；保护 间隔长度采用Ng=N/4=512;频偏设置为10.3倍的子载波间隔；信噪比SNF为18dB。由图 2 可知：小数倍频偏粗估计和整数倍频偏估计的捕获速 度很快，经过校正以后，所剩的频偏已经非常小，再经过小数倍 频偏精估计跟踪，可以达