基于drvco+四倍频技术的高稳电调倍频源研制

基于drvco+四倍频技术的高稳电调倍频源研制

1低稳低相噪微波频率源+倍频功放组件随着无线系统的工作频率向毫米波频率的延伸，频率越高，并且具有输出大、稳定、相位噪声等特点的毫米波静态频率的源越来越受到重视。目前获得毫米波固态频率源的方法主要有两种:1.直接利用FET、BJT、GUNN、IMPATT等器件产生的毫米波频率源。其中,三端器件(FET、BJT等)在毫米波频段所获得的输出功率较小,而采用两端器件(GUNN、IMPATT等)虽然能获得较大的输出功率但温漂和相噪特性均较差;2.由技术相对成熟的高稳低相噪的微波频率源+倍频功放组件来获得毫米波频率源。采用这种方法虽然其相位噪声比基准信号源恶化(20lgN)dB(N为倍频次数)、温漂为基准信号源的N倍,但由于基准信号源本身具有低的温漂和相噪特性,故倍频源仍能获得较好的温漂和相噪,能满足现代毫米波通信和雷达系统对高稳高纯谱频率源的需求。文中采用微波DRVCO与四倍频功放组件方案获得一个具有较大输出功率的8mm波段高稳电调倍频源。2dro动态特性微波振荡器原理框图如图1所示,图2是介质谐振器稳频压控振荡器的分布参数等效电路结构图。图1中反馈网络实现电路正反馈,而谐振回路主要决定振荡器谐振频率。输出匹配网络将振荡功率尽可能大地传输到负载,以减少功率传输损耗。对于变容管调谐的微波压控振荡器,变容管便构成谐振回路的重要部分。改变变容二极管上的外加偏置电压即可改变变容二极管的电容和整个谐振回路的电容,并以此来实现电调谐,从而调整其振荡输出频率。图2中的圆盘为介质谐振器,改变介质谐振器谐振频率的金属圆杆调谐机构如图3所示,金属杆与介质调谐之间的距离减少时,介质谐振器谐振频率将升高。下面着重分析微波晶体管振荡器的相位噪声和频率温度稳定性。设振荡器的相位噪声谱密度为Sue001φ(ω),工作频率ω0处的射频电流幅度为A0,低频噪声谱密度是SLF(ω),器件阻抗用-Zd(A)表示,电路阻抗用ZC(ω)表示,则相位噪声谱密度表示为:Sφ(ω)=[ωh|dΖC(ω)|2ω0+(A20/ωh)|∂Ζd(A)∂A|2A0A20ω2h|dΖC(ω)dω|4ω0+A20|dΖC(ω)dω|2ω0|∂Ζd(A)∂A|2A0sin2θ]SLS(ωn)(1)式中SLΚ(ωh)=〈i2LF〉/ΗΖ=λ(Τ)A20/ωβh(2)A为半导体器件中电流的幅值。以上公式中〈i2LF〉表示器件低频噪声电流功率谱密度;λ(T)是与温度有关的比例因子;ωh是基带频率;θ是器件阻抗线Zd(A)与电路阻抗线ZC(ω)轨迹在(ω0,A0)处相交的交角;通过式(1)与式(2)得知振荡器的相位噪声是通过有源器件与无源电路的相互作用将器件低频噪声上变换为近载频相位噪声的。从式(1)还可看到,为使振荡器的相位噪声最小,采用高Q的电路元件——介质谐振器就可使电路阻抗随频率的变化率dΖC(ω)dω尽可能大,且器件阻抗Zd(A)与电路阻抗ZC(ω)的轨迹线垂直正交(θ=90°),以减少由于器件线的变化引起的工作点波动。在本设计中采用高有载QL值的(TiO2-ZrO2-SnO2)材料介质谐振器和低噪声器件AlGaAs/GaAsFET,辅以优化的电路设计,获得了低相位噪声的X波段振荡器。对DRVCO的频率温度稳定性的理论分析表明:当工作频率f与介质谐振器自谐振频率f0之差非常小时(即f≈f0),且满足振荡条件时,工作频率随温度的漂移df/fdT同DR的温度系数τf、DR同微带间耦合因子β、DR的有载QL值以及有源电路的相位随温度的漂移∂φ/∂T有关,可用下面公式表示dffdΤ=τf+β+24QL∂φ∂Τ(3)式中β=Κ2R0/ΖQL=Q01+Κ这里β是DR同漏极微带的耦合因子,K是DR同漏极微带的耦合系数,Z是漏极微带阻抗,R0为DR的谐振阻抗,Q0为无载品质因数。由式(3)可知,欲使DRO随温度变化漂移最小,DR的τf应选择为下面的值τf=-β+24QL∂φ∂Τ(4)通常GaAsFET及其电路的∂φ/∂T=-2000～-2500ppm/°C,由式(4)便可算出所需DR的温度系数τf的值。而τf可通过选择介质材料及不同的组份控制得到。所以就选用有载QL值为5000、温度系数τf为6.3ppm/°C的(TiO2-ZrO2-SnO2)材料介质谐振器来稳频。3倍频和功率放倍频器和功放器作为倍频源的重要部件,其工作状态直接影响它的各谐波分量输出,决定了所需的四次谐波的倍频效率及其输出功率大小。由于场效应管能实现倍频和功率放大,结合毫米波单片集成电路(MMIC)具有体积小、可靠性和一致性好等优点,本设计采用Hittite公司的两个HMC283—MMIC单片分别作四倍频器和功放器。下面着重介绍FET晶体管的倍频原理和倍频效率。3.1倍频器的设计场效应管(FET)属三端倍频其原理如图5。在实际的三端器件倍频器中,其栅极偏压必须等于或小于导通电压Vt。因此,器件沟道仅在输入信号正半周导通,漏极的导通近似为一整流余弦脉冲(或半个余弦),其导通角宽度随Vgs变化。由于输出谐振电路调谐于n次谐波而其它谐波电压分量为零,因而漏极电压Vd(t)是一个频率为nωi的正弦波。漏极电流峰值为Imax,电流脉冲持续时间为t0(t0≤Τ2‚Τ为输入信号周期)。如果取t=0的点对应电流最大,则电流的Fourier级数表达式中仅含余弦项,即Ιd(t)=Ι0+Ι1cosωit+Ι2cos2ωit+⋯⋯(5)其系数Ιn=Ιmax2t0πΤ[cos(nπt0/Τ)1-(2nt0/2)2]‚n≥1(6)Ι0=Ιmax2t0πΤ(7)由于调谐电路在输出频率nωi上开路,故RL上存在n次谐波电流,并产生输出功率。为了使倍频器获得最大输出功率和效率,必须使In最大,从式(7)可以看出,I0/Imax仅取决于t0/T。因此,为了实现In最大,只须调整栅偏压Vgs,使Ids(t)有一个适当的导通时间t0。实际设计中选取t0/T时,应在增益和输出功率之间作折衷考虑。理论分析如下:设负载电阻上的电流为In,其两端电压在Vmax和Vmin之间变化,即|VL(t)|=ΙnRL=Vmax-Vmin2(8)则最佳负载电阻RL=Vmax-Vmin2Ιn(9)n次谐频的输出功率ΡLn=12ΙnRL(10)显然,漏极偏置电压是Vds=Vmax+Vmin2(11)直流功率Ρdc=VdcΙdc=12VdsΙ0=t0πΤΙmaxVds(12)于是,倍频器的直流-射频效率为η=ΡL‚nΡdc(13)由于在基频上漏极是短路的,由MESFET器件的大信号模型可知,倍频器输入端可以等效为Rs+Ri+Rg与Cgs的串联电路。此时,激励源要在Cgs上产生峰值为(Vgsmax-Vgs)的射频电压。如果源是匹配的,则从源输出的可用功率必须等于倍频器的输入功率,即Ρout‚源=Ρin=12(Vgsmax-Vgs)2ωi2Cgs(Rs+Ri+Rg)(14)于是倍频器的功率增益:GΡ=ΡL‚nΡin(15)由以上讨论可知,倍频器输入电路应在基频上与器件匹配,以保证输入信号源向器件提供最大输入功率。输出电路则应在nωi上与器件匹配并对n次谐频以外的所有频率予以抑制,以便获得最大的n次谐频输出功率。3.2hmc983单片电路结构该单片是Hittite公司生产的采用4级GaAsPHEMT构成的MMIC中等功率放大器,由于其尺寸小易于集成在多芯片组件(MCMS)上。调整偏压使Vdd=Vd1,2,3,4=3.5V、Idd=300mA、Vgg=Vg1,g2,g3,g4=-0.15V时,在工作频率17～40GHz内可获得20dB的增益和21dBm的饱和输出功率。图5是该单片的电路结构。HMC283单片又可作倍频器使用,调整第一级Vg1在其夹断区(一般在-1V～-2V之间)可工作在二倍频或高次倍频状态,同时调整Vg2可减少其不需要的谐波分量。调整栅压Vg1=-1V,Vg2,3,4=-0.15V,漏压Vdd=3.5V,漏电流Idd=315mA,在不同的频率点可获得+5dB～-5dB的倍频损耗(-10～-20)dB,第二、三、四级PHEMT总增益约15dB)。3.3仿真结构及其仿真参数倍频源的电路原理如图6所示。DRVCO输出功率(约11.5dBm)由同轴接头输入至倍频器(第一个HMC283单片),通过调整分压电阻大小发现在倍频单片HMC283的偏压Vdd=+3.98V,Vg1=-1.150V,Vg2,3,4=-0.366V,功放单片HMC283的Vdd=+3.59V,Vg1,2,3,4=-0.200V时的工作状态下,使得倍频功放组件的输出功率最大[约(60～71)mW]。在倍频器和功放器之间采用一个带通滤波器抑制基波和其它次谐波分量而只让四次谐波分量通过。文中的滤波器采用半波长开路谐振器平行耦合滤波器,采用电磁场结构仿真软件AnsoftHFSS和CSTMicrowaveStudio进行仿真优化设计。图7是它的仿真结构模型,图8是它的仿真结果S参数图。由图8可知在中心频率35GHz、带宽2GHz内传输损耗小于0.1dB,回波损耗大于25dB。信号的输出通过微带E面探针过渡到波导,该过渡结构具有插损小、驻波低、频带较宽等优点;图9、图10分别是它的仿真模型结构图和S参数图。由图10可知,在中心频率35GHz带宽1.5GHz内传输损耗小于0.1dB,回波损耗大于25dB。4drvco联束电调特性使用图11所示的测试系统对基准信号源(DRVCO)和倍频源进行测试。商用基准固态源(X波段的DRVCO)当调谐电压为6V时的机械调谐特性如图12所示。实验测试DRVCO基准固态源温漂在-55～85°C范围内小于25MHz,则倍频源输出频率在此温度范围内绝对温漂小于100MHz。该倍频源具有很好的频率温度稳定性。实际研制的倍频源在调谐螺钉处于不同位置时的输出频率和功率的测试结果如表1所示。从表1和图13中可看出该倍频源机械调谐带宽大于70MHz,在调节螺钉处于第五点位置即中心频率为34.98GHz处具有电调带宽大于180MHz、功率输出都在61mW以上且功率起伏较小的技术指标。该点相位噪声测试结果为-94dBc/Hz@100kHz。理论分析和实验发现,在倍频源的调试中应合理选择基准信号源的输出功率大小。为了得到四次谐波的最大功率输出,应防止二次谐波功率过大使后三级放大PHEMT管子饱和从而使四次谐波不能放大。如果基波功率为15dBm,则二次谐波饱和使四次谐波不能放大;如果基波功率为10dBm,虽然二次谐波没有饱和,但四次谐波输出功率却只有15dBm,不能达到18dBm;如果基波功率约为13dBm,此时二次谐波未能饱和且四次谐波输出功率可达18～21dBm。综上分析应使DRVCO输出的基波功率约13dBm最佳,这样才可能使后级功放HMC283输出的四次谐波功率达100mW左右。在电调过程中应注意避免电调变容二极管自身产生寄生振荡使主振频谱变差。偏置电源应采用高稳压集成块稳压以避免产生电压波动和纹波,同时偏置电源退耦滤波应充分,这