《软件无线电》-第四章

4.1软件无线电的射频前端在软件无线电的三种基本结构中都需要一定的模拟电路，只是由于结构形式的不同，射频前端的实现形式有所示同。射频前端的主要功能是:尽可能多地滤除不需要的信号；对射频信号进行变换，使频率、电平与ADC相匹配。对软件无线电射频前端的基本要求是：①引入的噪声尽可能地小(噪声系数小)；②信号的适应能力尽可能的强(工作频段宽、动态范围大)。下一页返回4.1软件无线电的射频前端对于射频低通采样数字化结构，模拟电路只需要低通滤波器、功率放大器等；而射频带通数字化采样结构需要带通跟踪滤波器、功率放大器等；对于中频宽带数字化采样结构则需要滤波器、放大器、混频器、功率放大器等较多的模拟电路。下面我们分别介绍各个组成部分，并对其性能加以分析讨论。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端4.1.1射频前端的组成结构射频前端有三种结构:多次变频的超外差结构、直接变换的零中频结构、不变频结构。前两种前端结构适用于宽带中频采样的软件无线电体制，不变频前端结构则适用于射频低通、射频带通采样的软件无线电体制多次变频的超外差结构如图4-1所示。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端超外差的前端结构具有如下优点:①灵敏度高(由于有预选滤波器和信道滤波器);②总增益被分配到工作在不同频率的多级放大器上，降低了放大器的设计难度;③实信号变频只在一个固定频率上进行，对本振的相位和幅度平衡没有要求。其主要缺点是:①复杂程度高;②需要多个本地振荡器;③镜频信号干扰的抑制比较困难，需要特殊的中频(IF)滤波器，故不可能用单片集成电路实现超外差接收机。图4-2给出一个实际超外插接收机的例子。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端直接变换的射频前端结构如图4-3所示。接收时经过一次频率搬移把中心频率变换到零中频，发射时把基带信号直接变换至射频，结构非常简单。这种结构的主要优点是:①把射频信号直接混至基带，输出端不会出现镜频信号;②只要求简单的滤波;③容易实现电路集成。但它存在以下问题:①本振泄漏较严重，即本地振荡器产生的信号容易通过低噪声放大器反向泄漏到RF端口，通过天线辐射出去;②由于为零中频，任何直流偏移都无法从有用信号中分离出来，而且较大的直流电平，容易使后端饱和;③如果同相、正交两路的平衡性不好，将严重影响接收机的性能。Intersil公司在WLAN中就采用了直接变换的前端结构，其前端组成如图4-4所示。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端不变频的射频前端结构如图4-5所示。接收时，滤波器滤出所需要的射频信号，经过放大后直接进行采样。对于射频低通采样、射频带通采样两种软件无线电结构，只是滤波器的种类不同，前者为低通滤波器，后者为带通跟踪滤波器。4.1.2射频前端各功能模块的设计射频前端的组成模块主要有:滤波器、放大器、混频器、本地振荡器(频率合成器)、功率放大器等。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端1.滤波器(Filter)

射频滤波器主要实现对信号的预滤波，并提高接收模块和发射模块之间的隔离度。滤波器要在满足软件无线电多种模式所需带宽的前提下，具有尽可能高的选择性。中频滤波器主要用于镜频抑制。滤波器的种类很多，主要有LC滤波器、晶体滤波器、陶瓷滤波器、机械谐振器等。LC滤波器的Q值有限，其实现较宽的带宽相对容易，很难实现低于1%的滤波带宽。其插损取决于需要的百分比带宽、Q值。其工作频率范围可从音频一直到几百兆赫兹。

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晶体滤波器具有很好的选择性，但其带宽较窄，一般为0.01%~1%其插入损耗在1~10dB之间。其工作频率范围5kHz~100MHzo

陶瓷滤波器的带宽为1%~10%，它的截止速度、稳定性、精确度都低于晶体滤波器，但是它的成本很低，但工作频率范围有限。

对于其他滤波器，就不多作介绍了，表4-1对其通用性能进行比较。下面我们重点讨论一下用于射频直接带通采样的跟踪滤波器的设计问题。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

为了提高接收设备的动态和满足直接射频采样的需要，通常需要几组滤波器，以减少干扰信号的数量和幅度，以及进入接收设备的噪声，并满足射频直接采样的抗混叠滤波器要求。这些滤波器的工作频率和带宽通常是固定不变的或者具有有限的调谐能力。因此如果在软件无线电中采用固定滤波器势必需要大量的滤波器来覆盖整个频段，这将带来体积庞大，灵活性差的问题上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端因此，在软件无线电中采用电调谐滤波器是必然趋势。电调滤波器是通过改变滤波网络中的可变电容，来实现网络频率响应的变化。利用电压改变可变电容的容量，得到我们所需要的频率响应。根据Pole-Zero公司提供的资料，把1.5~1000MHz的频率范围划分成8个频段，每个频段分别用一个电调谐滤波器来覆盖。这8个频段分别是:1.5~4MHz,4~10MHz,10~30MHz,30~90MHz,90~200MHz,200~400MHz,400~700MHz,700~1000MHz。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

由Pole-Zero公司生产的Maxi-Pole系列电调滤波器的特性曲线如图4-6所示。这种电调滤波器最重要的参数就是插损(IL)和相对带宽(%B)。这两种参数之间存在关系:%Ｂ×IL=10。也就是说，滤波器的相对带宽越大，插损越小。下面我们列出这种电调滤波器的主要特性:

·输入输出阻抗50Ω;

·带内三阶截点值:+40dBm（输入）;

·二阶截点值:+I00dBm（输入）;

·插入损耗:<6dB;

·调谐码:8位;上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

·调谐速度:10μs(30MHz以上);.滤波器通带带宽:中心频率的2%~5%;.电源:+5V(10~500mA);

·工作温度:-40℃~+85℃。其幅频响应如图4-6所示。电调谐滤波器的控制接口共有12位，其中8位是频率码，1位为+5V电源，1位为100V电源,1位使能位。100V电源给电调谐滤波器提供偏置电压。所需频带中心频率的控制码可以用式（4-1）求出。

（4-1）上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端式中，fd为电调滤波器的工作频率，

f1为滤波器的最低工作频率，fh

、为滤波器的最高工作频率。利用电子开关和信号处理器的控制端口，就可以把滤波器置于带内任意感兴趣的频率处，如图4-7所示。

2.混频器(Mixer)

混频器是将输入的两个不同信号的频率进行相加或相减运算，实现信号的频率搬移。二极管、C类放大器等任何具有非线性传输特性的器件都可以用作混频器。比如最简单的混频器是平方率混频器，其输入/输出具有如下特性:上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

不难看出当输入两个不同信号时，其输出除了输入信号本身及二次谐波外，还有两个频率的和频与差频。通过合理选取中频信号，我们可以滤出所需要的信号。混频器主要有两类:无源混频器(比如二极管)、有源混频器(采用有增益的器件，如双极性晶体管、场效应管)。混频器实现途径主要有以下三种。①将混频器看成线性乘法器，其作用结果输出两个信号，一个和频信号，一个差频信号。比如，在双栅极场效应管(FET)的栅极1接Vin(t)，在栅极2接本振信号VLO(t)。在工作区域内的输出为:

（4-2）上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

②将混频器看成一个非线性器件，通过二次变换后，输出除了和频信号、差频信号外，还有许多组合信号。比如在输入端输入Vin和VLO两个信号时，那么输出端的信号为:

（4-3）如图4-8。

③把幅度很大的本振信号看成开关切换信号，通过对信号的取样，也可以产生和频信号、差频信号。比如输入信号为Vin

，开关信号(增益为1或0)为、s(t)，则开关输出信号为:

（4-4）上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

这个过程类似于下一节要讨论的自然采样。开关输出信号的频谱是把原输入信号沿频率轴，每隔fs(开关频率)出现一次。可以用滤波器取出所需要的和频信号或差频信号，如图4-9所示。混频器的主要技术指标有:变频增益(要实现频率搬移信号的幅度被减弱或增加的程度)、端口隔离度(混频器任意端口的输入信号与在其他端口测量到的电平之差)、直流偏移(它是衡量混频器不平衡度的指标)、噪声系数、线性度(可用三阶截点值表示)等技术指标。后两个指标将在稍后进行专门的讨论。下面我们对混频器的典型性能进行比较，如表4-2所示。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

从表4-2可以看出无源混频器的三阶截点值要比有源混频器的三阶截点值高，其动态范围也大;但其变频增益为负。

3.本地振荡器(LocalOscillator)

与混频器紧密相关的一个器件是频率源(本地振荡器)。我们希望本地振荡器具有输出频谱纯度高、切换速度快、频率步进小等特点。衡量本振性能的主要指标有:频率范围、最小频率步进、建立时间、相位噪声、谐波失真、寄生输出等。频率源最重要的参数是相位噪声。相噪是用于描述振荡器短时间稳定度的参数。它是由于振荡器输出信号的相位、频率和幅度的变化引起的，相噪表示偏离载波一定距离，1Hz带宽内相对干载波的功率，用dBc/Hz表示。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

假如把本振信号描为：，其中θ(t)为相噪，是很小的随机变量。若θ(t)≤1,则，将输入的射频信号与含有相噪的本振时域上相乘，在频域上是进行了卷积。这样使得输出信号被展宽，如果如果输入的射频信号较小，将会被淹没在噪声里，如图4-10所示。

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频率源往往用锁相环(PLL)频率合成器来实现，有关PLL频率合成器的实现及指标分析可参考有关书籍，这里仅给出PLL频合的实现框图如图4-11所示。当PLL锁定时，图中的输出、输入频率满足关系式:，所以，我们可以通过改变分频比N或基准信号的频率fred;来产生各种频率的信号。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端4.放大器(Amplifier)

放大是整个前端电路中非常重要的一个环节。由于软件无线电的接收通道是宽带的，甚至是宽开的，通带内的信号可能有很多。因此，在软件无线电中不能用非线性放大器，而只能用线性放大器，否则就会引起许多非线性产物。宽带放大器中常用前馈(Feedforward)和反馈(Feedback)两种技术。前馈主要用于提高放大器的杂波等指标，而反馈用于提高放大器的稳定性和带宽指标。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

为使宽带放大器的工作稳定，并提高带宽，减少失真，常常要用到反馈技术。我们知道放大器的带宽主要由晶体管的增益带宽积所决定。利用反馈技术虽然不能提高增益带宽积的值，但可以用于调整增益，以获得合适的工作带宽。对于一个多级放大器，其增益带宽积可以写为:

（4-5）式中，G为每级放大器的增益，B每级放大器的带宽，N为级数。上式表明，放大器的级数越多，所得到的增益带宽积越小，这是由于带宽随着级数增加而收缩的缘故。比如N个相同的放大器相级联，每个放大器的响应如下:

（4-6）上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端式中，G为每级的增益，B每级的带宽，则每个放大器的增益带宽积为G·B。我们同样可以写出N级放大器的传输函数。

（4-7）从式(4-7)可知N级放大器级联后的增益为GN，它的

3dB带宽(即增益下降0.707倍处的带宽)为:这样利用式(4-5)就可以得到N级放大器级联后的增益带宽积:

（4-8）上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

由此可见，级联的放大器个数越多，增益带宽积越小。另外，互调是线性放大器的重要指标，如果互调指标不高，会严重影响接收系统的瞬时动态范围。后面将重点讨论有关接收机射频前端的几个关键指标。

5.功率放大器(PowerAmplifier)

软件无线电必须能满足各种通信体制的功率放大要求，需具有较宽的发射带宽，特别是对效率、线性、杂散辐射等性能要求较高。功率放大器输出功率的大小主要取决于信号所要传播的距离，可以从几十毫瓦到几百瓦，甚至几十千瓦。在无线电设备中，功放是消耗能量的主要设备。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端在功放设计中，有两个主要问题:一是如何提高功放的效率;二是如何提高功放的线性。功放的效率和线性是相互制约的。功放的效率和线性可以根据信号的调制样式来折中考虑。比如采用DQPSK调制方式，波形的峰平比(峰值/均值功率比)比较高，对线性的要求就比较高，我们只好牺牲效率来保证线性。而比如用GMSK调制方式时，其波形的包络几乎是恒定的，这就允许功放工作于饱和区，以提高效率。对功放的线性度要求是与信号的峰平比密切相关的。峰平比(Peak-AveragepowerRatio)，也叫峰均比、信号的波峰因子或波峰系数，它被定义为信号的峰值功率与平均功率之比:上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

比如对于电压幅度为八的正弦波，其峰值功率为A2，而平均功率为A2/2,所以正弦波的峰平比为2;而两个同幅正弦波之和的峰值功率为(2A)2，而平均功率为2(A2/2),所以两个同幅正弦波之和的峰平比为4;理论上，N个同幅正弦波之和的峰平比为2N。对于OFDM信号而言，如果其同时含有N个子载波，其基带信号的峰平比为:上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

如果含有256个子载波，其最大的峰平比可以达到24dB当然这是一个极其极端的情况，其出现的概率是非常低的。表4-3给出了典型无线通信系统的峰平比。

峰平比的存在对发射机的线性提出了较高的要求。A类、AB类、B类、C类功率放大器可通过改变晶体管的偏置来提高其线性放大。A类功放是指在整个信号周期中晶体管都处于放大区，流通角为360°。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端当输入信号很大时，为了提高放大器集电极的效率和输出功率，晶体管就要工作到截止区。B类和C类功放就是如此。B类功放中晶体管的集电极只在半个周期中导通，流通角为180°。C类功放中晶体管的集电极的导通时间少于半个周期，流通角小于180°。AB类功放中的集电极导通时间介于A类和B类之间，晶体管的流通角稍大于180°上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

A,B,C类放大器的理论最大增益效率分别为50%,78.5%,100%，实际最大增益效率分别l可以达到25%,60%,75%。A类放大器经常用功率回退(powerback-off)法实现线性。这相当于用一个额定功率比所需功率大得多的晶体管，在较大幅度范围内获取较高的线性。A类放大器在无输入信号时仍要耗费很大的功率，所以效率较低，回退时，效率大约为10%~40%。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

近年来入们提出了许多提高功放线性的技术，软件无线电中经常用到的是笛卡尔反馈(cartesianfeedback)技术、前馈对消(feedforwardcancellation)技术、预失真(predistortion)技术、包络消除与恢复(envelopeeliminationandrestoration)技术。笛卡尔反馈线性化的基本思想是将功放输出的非线性失真信号负反馈到输入端，与原信号一起作为输入信号，以减少功放的非线性，其发射结构如图4-12所示。其反馈采样是在RF实信号上进行的，而后以I,Q正交分量形式在基带中完成反馈比较。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

我们可以用这种技术来提高C类放大器的线性，从而使软件无线电中的功放既具有线性，而又不致使功放的效率太低。线性化电路本身所消耗的功率是微不足道的，可以忽略不计。笛卡尔反馈线性化技术具有结构简单、互调干扰抑制效果好的特点，但该技术存在环路的相移小于180°，在环路稳定条件下带宽有限的问题。表4-4中给出了一个采用笛卡尔环线性化技术，基于C类功放的实际系统的效率数据。同时，根据实际测试说明，采用笛卡尔线性化技术后，放大器的邻道干扰功率这一指标也满足了要求，见表4-5。利用笛卡尔环线性化技术，可以把互调产物抑制70dB。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

值得注意的是，笛卡尔环反馈是一项窄带线性化技术。笛卡尔环线性化技术已经在许多实际的窄带系统中得到了应用，在宽带系统中更多地应用前馈线性化技术，比如，工作频率在1.8GHz、基于前馈技术的GSM多载波线性放大器已在DCS1800,PCS1800/190。等基站中使用。前馈技术的主要思想是从功放输出信号中分离出失真分量，然后用这个信号的反相信号去抵消功放输出信号中的分量，达到改善功放线性度的目的。其组成结构如图4-13所示。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

输入信号被分成两个通道，两个通道的性能完全相同，但信号的大小不同。上支路的放大器为G1，信号经过放大后会产生失真信号。定向耦合器从放大后的信号中取出样本信号，并把它送到减法器。在减法器中，一个时间上与样本信号相匹配的原始信号和样本信号相减。相减所得的信号就是误差信号，其中主要是由放大器所产生的失真分量。理想情况下，误差信号中不含有原始信号。上图同时标注了整个过程的频谱变化情况。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

误差信号经误差放大器G2放大到所需电平后，送到输出耦合器。通过耦合器C1的主信号要加以延时，延时长度和信号通过放大器G2所需要的时间一样长，加π弧度，使得它与误差信号反相，然后送到输出耦合器。这样，误差信号就可以消除主信号中的杂波了。这种技术的特点归纳如下:

·提高杂波指标的难度不大。

·工作带宽可以很宽。

·可以补偿主放大器的增益和相位的非线性。

·可以获得较低的噪声系数。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

前馈放大器的噪声系数与校正过程关系不大，而主要由系统的各个单元所决定的。因为，失真信号和噪声是一样对待的，它们都被补偿网络所压缩了。为得到一个低噪声放大器，要优化前馈结构，减少从射频输入到误差放大器整个通路的损耗。通过前馈技术可以抑制谐波20dB，效率提高10%。DCS1800接收机的前端就用前馈技术实现了低噪声、线性放大器，其工作带宽可达1700~1800MHz。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

预失真技术是另一种适用于宽带系统的线性化技术如图4-14所示。其主要思想是在功放模块之前加一个与功放非线性特性相反的互补网络(预失真网络)，使得两者相串联后，使功放输出呈现线性。信号的预失真可以在基带部分或射频部分实现，可以用模拟或数字电路来实现。在基带实现时往往用数字方式实现。射频预失真非线性改善效果明显，性能稳定，但在射频域内处理难度较大。基带数字预失真降低了实现难度，适应性较强。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

包络消除与恢复法中最常用的是功率合成法(LILAC)。LILAC技术的理论基础是具有幅度和相位调制的任意调制波形都可以分解成两个恒幅信号。把输入信号分成两个恒包络信号，每个信号分别用一个效率较高、功率较小的功放进行放大，在输出端将两个放大后的信号重新合成一个信号。它要求两个功放的工作状态保持一致，否则就会失真。假如分解后的两个信号分别为:上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

于是合成信号为:

所以，显然有，这就证明了任意一个信号都可以分解成两幅度相等的恒幅信号。其实现如图4-15所示。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

以上介绍了四种线性化技术，这些技术各有优缺点。前馈技术性能较好、带宽较宽，但成本比较高。要获得较好的抵消效果两个支路的幅度、相位、时延必须完全匹配，为消除由于温度变化、器件老化等原因引起的误差，有必要考虑自适应抵消技术。笛卡尔反馈技术电路简单，但工作带宽较窄。射频预失真技术效率高、成本低，但需要使用射频非线性器件，调整复杂、高阶失真频谱分量难以抵消。基带预失真适应性相对较强。LILAC技术对于器件的漂移敏感，信号分解困难。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

在实际使用中，可以单独或组合使用这些技术。比如，预失真技术与前馈对消技术相结合，预失真技术在宽频带内提供一般的对消，前馈技术在较窄的带宽上进一步对消。由于技术上的限制和考虑，单个高频晶体管的输出功率只限于几十瓦到一百多瓦。要输出更大的功率时常‘常采用功率合成器。所谓功率合成器是采用多个高频晶体管，使它们产生的高频功率在一个公共负载上相加，如图4-16所示，图中给出了4管合成原理。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

图4-16的三角形表示放大器，菱形表示分路(合路)器。根据同样的原理，晶体管的个数可以扩展到8个、16个，甚至更多。从图4-16中可以看出，在放大器之前是一个功率分配过程，在放大器后是一个功率合并过程。功率分配和合并电路通常用传输线变压器构成的耦合器来实现，以保证所需的宽带特性。传输线变压器是用传输线(主要是双导线)在高频磁芯上绕制而成的。导线的粗细、磁芯的直径的大小根据所需的功率和电感的大小决定。功率合成器就是由图4-16虚框内的基本单元组成的。为了结构简单、性能可靠，晶体管放大器都不带调谐元件，通常采用宽带工作方式。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

4.1.3射频前端的指标射频前端的技术指标很多，有噪声系数、二阶截点值、三阶截点值、动态范围、镜频抑制、本振反向辐射等。

1.噪声系数(Noisefactor)

在介绍这个指标之前先来讨论一下噪声。噪声存在于任何一个通信系统中，它独立于通信信号，对通信信号形成干扰，其表现形式通常是随机的，而且形式多样。通信系统的噪声主要分两类:系统内部噪声、系统外部噪声。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端系统内部噪声，如自由电子的布朗运动引起的热噪声，真空电子管和半导体器件中电子发射不均匀引起的散弹噪声;系统外噪声有大气噪声、雷电宇宙噪声等自然无线电噪声，开关通断、电机点火、荧光灯等入为无线电噪声。在这些噪声中最重要的是热噪声。根据测量和分析表明，在直流到微波频率范围内，电阻或导体的热噪声具有均匀的功率谱密度。热噪声有时也称为白噪声。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端热噪声可以用温度函数表示，当噪声温度为T(单位:K)时，噪声功率为:(4-9)式中，k为玻尔兹曼(Boltzmann)常数(1.38X10-23J/K）；B为带宽(单位:Hz)而且，从式(4-9)可以看出，噪声功率与噪声分布带宽有关，与温度有关。值得指出的是，噪声功率的表达式是在假设噪声源(产生噪声的电阻)和噪声负载(放大器和其他接收噪声的负载)之间的阻抗完全匹配的条件下得到的。在已知噪声功率下，我们就可以得到噪声电压。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

噪声源等效成一个电压源VN(电压源VN

代表噪声电压)和一个无噪声阻抗RN串联;负载的阻抗为RL。我们可以画出热噪声的等效电路如图4-17所示。由于假设阻抗完全匹配，此时噪声功率为:(4-10)

此时负载上噪声电压(RMS)为:(4-11)

由于RN=RL.所以阻抗RN上的电压与负载RL上的电压相等，都为噪声电压VN的一半。因此，电压源电压:(4-12)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

有了噪声的概念，就可以来讨论噪声系数了。噪声系数表明了一个模块或一个网络固有的噪声影响，说明通过这些模块、网络时，信号的信噪比降低的程度。噪声系数定义为输入信号的信噪比与输出信号的信噪比之比:(4-13)

噪声系数往往用分贝表示:

(4-14)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

为了处理的方便，我们把各种噪声都等效成热噪声来处理，并引入一个等效噪声温度(NoiseTemperture)的概念。图4-18给出了一个放大器的例子，左边为实际的放大器，右边为其等效，我们把实际放大器等效为一个无噪声的放大器和一个等效噪声电阻。对式(4-13)进行变形:(4-15)

由于放大器的增益为A，于是有:(4-16)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端所以，输出端的总噪声功率:(4-17)于是放大器产生的等效输入噪声功率为:(4-18)

我们假设这个噪声功率是由一个电阻所产生的，噪声温度为Teq,，我们进一步假设输入端的参考温度T0为290K，于是得到如下等式:(4-19)(4-20)(4-21)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

式(4-19)~式(4-21)说明，噪声系数也可以用噪声温度来表示。这种表示方法在系统噪声性能的计算中很有好处，要得到整个系统的噪声温度，只要把天线、传输线、接收机等的噪声温度相加就可以了。值得注意的是，等效噪声温度与工作温度并没有确定的关系。低噪声放大器的等效噪声温度很低，小于100K。实际放大器的工作温度是300K，而其等效噪声温度为100K也是完全正常的。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

对于一个系统而言，往往有两个或更多个有源或无源网络级联，以实现对信号的最佳接收，如图4-19所示。这种情况下，第一级的噪声系数是最重要的，因为第一级产生的噪声将会被后面的各级放大器放大。我们先来计算一下两级放大器级联时总的噪声系数，然后把这种方法推广至多级级联时总噪声系数的计算。由上述讨论可得第一级的输入噪声功率:(4-22)可得第一级的输出噪声功率:(4-23)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

第二级的输入噪声功率就是第一级的输出噪声功率，同时第二级自身也要输出噪声功率，所以，第二级的输出噪声功率为:(4-24)利用式(4-16)可以求出整个系统的噪声系数:(4-25)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端对上式进行推广，可以得到多级级联时系统的总噪声系数:

(4-26)

上面我们主要讨论了放大器的噪声系数，下面我们简单讨论有损耗器件(滤波器、衰减器、环路器等)的噪声系数，如图4-20所示。

我们可以得出与式(4-16)类似的等式，只不过，此时没有增益，只有衰减，

(4-27)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

如果滤波器两端的温度相同都是290K，那么输出端的噪声功率和输入端的噪声功率相等，于是，噪声系数变为:

(4-28)

显而易见，由于滤波器的噪声系数就是其插入损耗，这就预不着在放大模块前加滤波器会恶化系统的噪声系数。

2.灵敏度(Sensitivity)

在介绍灵敏度之前，我们先来讨论一下最小可检测电平。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

最小可检测电平(MinimumDetectableSignal)对接收机来说是一个很重要的参数，它表征了系统可检测的最弱信号。我们知道，负载匹配时，网络的输出噪声功率是噪声温度、带宽、噪声系数的函数。这就是系统输出的底部噪声。当输入噪声温度为参考温度290K时，由式(4-17)得到输出噪声功率。

(4-29)把参数代入，并用分贝表示式(4-29)变为:(4-30)式中，。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

从输出的角度来说，可以检测的最小电平就是输出信号的功率与输出噪声功率相当时的信号功率。于是从接收机输入端来看，最小可检测电平为:(4-31)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

从式(4-31)可以看出为了提高可检测性能，要使接收机滤波器带宽尽可能与信号带宽相匹配，以降低噪声功率。

灵敏度定义为接收到的信息达到规定的性能指标所需要的信号电平。比如数字通信中，性能指标常用误码率来衡量，这时的灵敏度数学表达式为:(4-32)式中，SNR表示信号解调达到所规定的误码率时需要的信噪比。更进一步，我们可以得到常用的灵敏度计算公式:(4-33)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端3.截点值(InterceptPoint)

表征接收机、发射机非线性性能的指标很多，比如有1dB压缩点、二阶截点值、三阶截点值等等。当网络中存在放大器、混频器等器件时，都会引起非线性。对于这些器件的传递函数可以用一个幂级数来表示:(4-34)式中，分别表示网络输入电压、输出电压、各非线性分量的增益系数。当我们在网络的输入端加入两个幅度、频率分别为U1,f1,U2,f2射频信号时，上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端(4-35)在其输出端的输出信号为:(4-36)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端式(4-36)中各行分别为直流、基波、二次谐波、二阶互调、三次谐波、三阶互调等分量。偶次阶的互调产物远离输入信号，低阶次的奇次互调产物经常落在输入信号附近，可能成为虚假信号。如输入信号个数为3个，甚至更多时，可能成为虚假的互调产物是两个信号之和与另一信号之差。由上式也可以看出，高次谐波的电平幅度的变化规律是:如果两个输入信号的幅度变化△(dB)，则n阶互调产物的电平将变化n△(dB)。图4-21给出了三次以内频率分布情况。图4-21中，aIMi，表示互调产物与基波的电平差，即互调抑制比，aki表示谐波与基波的电平差值。下面我们来讨论截点值。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

放大器或接收机一旦研制完成，其截点值就已经确定，它不像互调抑制比受输入信号大小的影响。截点值被广泛用于评价放大器动态范围的标准。截点值越高，说明放大器的线性越好，也是要获得大动态范围的必要条件。截点值是一个虚拟值，我们无法对其实测。只能通过测量互调抑制比aLMi后计算得到。要注意的是，互调抑制比一定要同输入电平一起给出，否则就不能说明任何问题。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

为更好地讨论二阶截点值值、三阶截点值，以及截点值与互调抑制比的关系，我们可以在对数坐标下画I出三条直线，如图4-22所示:

线性放大直线:

二阶互调输出直线:

三阶互调输出直线:

二阶截点值就是线性放大直线与二阶互调输出直线的交点:

或式中，G为放大器增益上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

三阶截点值就是线性放大直线与三阶互调输出直线的交点:或二阶互调产物与二阶输入截点值的关系为:(4-37)或，二阶互调产物与二阶输出截点值的关系:(4-38)同理可以得到三阶输入截点值与三阶互调产物的关系:(4-39)或，三阶输出截点值与三阶互调产物的关系:(4-40)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端在以上讨论中，输入截点值与输出截点值之间的关系为:(4-41)式中，Pin表示每个输入信号的电平，Pout表示输出信号的电平，单位都是dBm。这里，我们顺便给出n阶输入截点值与n阶互调抑制比的关系:(4-42)式中，IPnin表示n阶输入截点值，单位dBm;aIMn表示n阶互调产物和输入信号电平的差值，单位dB;Pin表示每个输入信号的电平，单位dBm。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

图4-22中可以看出，当放大器的输出电平达到一定程度后，输入电平与输出电平之间不再呈线性关系，直至最后输出达到饱和状态。当放大器的实际输出功率比理想输出功率小1dB时，就得到了1dB压缩点(1-dBcompressionpoint)。输入1dB压缩点与输出1dB压缩点之间存在如下关系:(4-43)式中，G为放大器增益;CP1dBin、CP1dBout分别为输入1dB压缩点、输出1dB压缩点。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

以上我们主要讨论了一个放大器的二阶、三阶截点值的情况，如果多个放大器级联，其总的截点值又会如何变化呢?

用与级联噪声系数相类似的方法[1]，我们可以得到级联网络的截点值:(4-44)式中，为要求的截点值阶数ipini，为各模块独立状态下的输入截点值,gi为各级的增益。注意:这里的截点值、各级放大倍数都用线性值表示。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端如要计算二阶截点值，此时，，

(4-45)如网络由两级放大器构成，则:(4-46)如果用对数表示，则由两级放大器构成的网络二阶截点值为:

(4-47)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端式中，IP2ini，是用dBm的二阶截点值,Gi，是用分贝表示的放大倍数。同理，可以得到多级级联后三阶截点值的计算公式:(4-48)如网络由两级放大器构成，则:(4-49)用分贝表示为:(4-50)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

式(4-47)、式(4-50)可以理解为:两级级联后的总截点值为:第二级截点值减去前级增益，减去受第一级影响所产生的恶化因子。如果前一级为正增益，总截点值会下降，而且增益越高，下降越多;如前一级为负增益，则总截点值会提高。

4.动态范围(DynamicRange)

动态范围是指接收机在达到规定的信息质量下，能处理的信号电平范围。在数字通a信中，信息质量常用误比特率来表示。动态范围可以用1dB压缩点与系统噪声电平之差来表示，如图4-23所示该动态也称1dB增益压缩点动态范围。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端动态范围表示为:(4-51)式中，输入1dB压缩点CP1dBin、的单位用dBm。有时接收机的动态范围用灵敏度代替最小可检测电平(MDS)，此时，动态范围变成:(4-52)5.无虚假动态范围SFDR(Spur-FreeDynamicRange)

无虚假动态范围与三阶互调抑制比很类似。无虚假动态范围是指失真产物等于噪声功率时，基波功率与噪声功率之差，如图4-24所示。其数学表达式为:上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端(4-53)

从有关文献知，一般认为三阶输入截点值比1dB压缩点高10~15dB，在频率低端大约为15dB，在频率高端大约为10dB，即

(4-54)式中cp1dBin输出1dB压缩点，单位为dBm。则无虚假动态范围还可以表示为:上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端(4-55)影响接收机动态范围性能的主要指标还有虚假响应、镜频抑制、本振抑制等。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

6.虚假响应混频器要把射频信号变频至中频信号(IF)，如果是上变频则选择(fRF+FLO，下变频则选择(fRF-fLO)或(fLO-fRF)。由于混频器是一个非线性器件，它除了产生期望的信号外，还会产生其他虚假信号分量:(4-56)式中，m=±1，±2，±3,…n=±1，±2，±3,最主要的虚假信号是镜频、本振泄漏。下面我们来对镜像信号进行讨论。在下变频时，①如所需要的信号为:上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端其同时存在一个镜像信号通过混频器后，也可以输出中频信号:如图4-25所示。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端②如所需要的信号为：，其同时存在一个镜频信号：(4-57)通过混频器后，也可以输出中频信号:在上变频时，我们需要的信号为:，则镜频信号为：

(4-58)通过混频器后，也可以输出中频信号:如图4-26所示上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

下面我们通过一个例子，来说明多个级联模块总噪声系数、三阶截点值、灵敏度、动态范围等指标的计算方法。图4-27。利用以前的讨论结果，我们可以把无源器件的噪声折算到其后面的有源器件中，从而把上图中的六级网络转换成三级网络。把图4-28中的增益、噪声系数转换成线性，则有:g1=10;g2=3.16;g3=3.98F1=2.5;F2=5;F3=4ip3in1=0.158;ip3in2=0.2;ip3in3=15.85上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

所以:(1)级联后总的噪声系数

(2)级联后总的三阶截点值上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端(3)灵敏度

(4)无虚假动态范围上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

如果把滤波器放到RF放大器之前，网络的噪声系数、动态范围又不一样了，通过计算可以得出，在这种连接方式下，灵敏度为-114.93dB，无虚假动态范围为71.67dB。我们把这种情况下的具体性能计算作为习题，留给读者去做。

4.1.4射频前端与ADC的匹配设计及性能分析我们在这里主要讨论射频前端与Anc相连时，接收部分的灵敏度、动态范围、噪声系数、三阶互调截点值等指标。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

对于宽带射频数字化接收机而言，这几个指标主要取决于其前端的放大器和A/D转换器，我们重画这部分电路如图4-29所示。噪声系数我们前面已经作了介绍。为了计算前端放大器和ADC级联之后的噪声系数，我们可以把ADC产生的噪声当做一个外加的噪声源。于是总的输出噪声为:(4-59)式中，nb为ADC的输出噪声;nA为放大器输出的噪声(NA为对数形式);B为射频带宽;NFG分别为放大器的噪声系数、增益(对数形式表示)，由式(4-30}得:上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端(4-60)式中，为其线性表示形式。所以，利用式(4-15)，可计算出总的噪声系数为：

(4-61)定义两个变量:则上述噪声系数可以表示为:(4-62)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

用对数形式表示，则为:(4-63)

为了说明m,m’的含义，重写式(4-62)

如果m=1，意味着量化噪声与放大器噪声相同，合成噪声系数等于放大器噪声系数的2倍，或者说，噪声系数恶化了3dB，m越大，噪声系数恶化越小。如果m<1,说明量化噪声决定了噪声系数。为了降低噪声系数，我们必须提高放大器的增益。当m达到较大值时，(m+1)/m接近于1，合成的噪声系数就是放大器的噪声系数，量化噪声可以忽略。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

假如，放大器与ADC完全匹配，即放大器能将输入信号放大成ADC允许的最大电平。如果后端的处理带宽与射频带宽不一致，则在处理带宽Bw内的噪声功率为:(4-64)加大输入信号，使得其输出三阶互调信号功率PIM3与噪声相同，此时的输入信号功率就是最大输入信号，即PIM3=N3。由式(4-40)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端(4-65)所以(4-66)或(4-67)

放大器的最大输出电压应与ADC的最大输入电压相匹配，但是考虑到放大器输出中的噪声叠加到信号中会使ADC饱和，所以应降低ADC的输入电压。ADC输入应降低的量，按噪声功率(ADC噪声与放大器噪声之和n0)标准差的3倍来考虑:(4-68)上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

由后面的讨论可以知道，无输入噪声时的ADC最大输入功率为:(4-69)式中，b为ADC转换位数，△V为最小转换间隔。考虑噪声后，ADC最大输入功率为:(4-70)式中，Vs是ADC不饱和时最大的输入电压，Vn为因噪声引起的电压降。在评价三阶互调产物时，需要加入两个信号。每个信号的电压必须是(Vs-Vn)的一半。如果用功率的对数形式表示时，说明每个信号必须比Ps的功率小6dB。即:上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端(4-71)把式(4-69)~式(4-71)结合，就可以得到所要求的增益G，可以求得动态范围:(4-72)

上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

至此，我们已经求出了灵敏度、动态范围、三阶互调截点值、噪声系数等参数与放大器增益、A/D转换器之间的关系。下面就给出A/D转换器选定后，随着放大器增益的变化时，这些参数的值。读者可以根据以上的推导，通过简单的编程算出特定情况下的数据。下表数据是在满足如下条件时得到的:放大器的噪声系数为3.3dB,射频带宽为20MHz，信号带宽B=25kHz，采样频率为56MHz,ADC转换位数14位，ADC输入范围Vs:-1~+1V。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

从表4-6中可以看出，我们选择放大器的增益为40dH时，放大器的动态范围可达83dB，三阶截点值输出值至少有45.6dBmC输入为5.6dl3m)。从表4-6中可以看出，放大器增益越高，得到的灵敏度越高，而三阶截点值、动态范围越小。为了实现较高的动态，在满足灵敏度的情况下，我们要尽量减少放大器的增益，这样既可以减少放大器的放大压力，又有利于提高放大器性能。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端

表4-6中的增益值是为了达到接收机性能所需要的增益要求。表4-6中输出截点值值是达到相应动态范围所需要的最低要求，如果截点值值达不到要求，动态范围将降低，而且动态范围的下限为三阶互调产物;如果截点值大于表4-6中的值，动态范围的下限为基底噪声。上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端附录:前端与ADC匹配设计程序上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端上一页下一页返回4.1软件无线电的射频前端上一页返回4.2软件无线电中的A/D/A技术

软件无线电体系结构的一个重要特点是将A/D和D/A尽量靠近射频前端(天线根部)。为减少模拟环节，软件无线电的A/D采样一般都在较高的中频、较宽的带宽上进行带通，乃至对射频信号直接带通采样数字化。这就要求A/D器件具有适中的采样速率和很高的工作带宽。为适应错综复杂的电磁环境，A/D器件除了要有高速度、大带宽外,同时还需要大动态。在第2章中，我们已经深入地讨论了软件无线电中的采样理论，本节将讨论如何用ADC,DAC转换器实现软件无线电中的模/数变换和数/模变换。下一页返回4.2软件无线电中的A/D/A技术

4.2.1A/D转换器原理模/数转换器的工作过程大致可以分为采样、保持、量化、编码、输出等几个环节。因器件的实现方法不同，其工作过程会有所区别。本小节我们将对这几个环节分别进行讨论，为下面讨论各种A/D转换器打下基础。下一页返回上一页4.2软件无线电中的A/D/A技术1.采样在前面我们已经讨论过，理想的采样就是用周期性的冲激序列和给定的信号相乘，把时域上连续的信号，转换成时域离散的信号。在实际中，真正的冲激序列是无法实现的，通常代之以窄脉冲串。这样，就可以得到顶部随给定信号变化的脉冲序列，这种采样方法，称为自然采样。已采样信号的表达式见式(4-73)(4-73)m(t)为矩形脉冲序列，fam(t)为输入信号。已采样信号的频域表达式为:(4-74)下一页返回上一页4.2软件无线电中的A/D/A技术式中，分别为的傅里叶变换，而:(4-75)τ为矩形脉冲宽度所以:(4-76)式中，。与自然采样相对应的另一种采样方式叫平顶采样。顾名思义，平顶采样得到的矩形脉冲串，每个脉冲的幅度正比于给定信号的瞬时抽样值。平顶采样的原理框图如图4-30所示。假如，脉冲形成电路的时域和频域传输特性分别为h(t)和H(ω)，则已采样信号的表达式见式(4-77):下一页返回上一页4.2软件无线电中的A/D/A技术(4-77)利用理想采样的结果就可以得到平顶采样的频域表达式：

(4-78)由式(4-78)可以看出，平顶采样是由H(ω)加权后的周期性频谱Fd(ω)所组成的。

模拟信号经过采样后变成了时域离散的信号，但其采样值仍是连续变化的。如果我们用M个离散的电平值来表示这些采样值，就可以把幅度连续的信号，变成幅度离散的信号了，这就是所谓的量化。下一页返回上一页4.2软件无线电中的A/D/A技术

2.量化更形象地，我们可以用图4-31来示意量化过程。从图4-31中可以看出，我们把[m1,m2]围内的值用电平q1;[m2,m3]范围内的值用电平q2,…[mi-1,mi]范围内的值用电平qi-1来表示。在图中，输入信号值域是按等距离分割后进行的量化，即为均匀量化。每个量化区间的量化电平均取在各区间的中点。如果输入信号的最小值和最大值分别为a、b，有:(4-79)下一页返回上一页4.2软件无线电中的A/D/A技术成立，△V称之为量化间隔，有时△V也用ADC的最低位，LSB(leastsignificantbit)表示;M为量化电平个数。