第十讲整流与有源逆变5.ppt

1、电力电子技术，电力电子技术， 第9次整流和有源逆变器(5)在有整流电路的高次谐波、功率因数9.1高次谐波和无效功率分析的基础9.2电阻负载的情况下，可控制的整流电路交流侧高次谐波和功率因数分析9.3电容滤波的不可控制的整流电路交流侧高次谐波和功率因数分析9.4整流输出电压和电流的高次谐波分析， 9.1高次谐波和无功功率分析的基础1 .高次谐波满足狄里利条件，能分解成傅立叶级数的基波，在傅立叶级数中，与商用频率相同频率的成分高次谐波频率为基波频率的1整数倍以上的成分高次谐波频率和基波频率的整数比n次高次谐波电流含有率为HRIn(Harmonic Rat 由io for In )表示的电流高次谐波

2、总失真率THDi(Total Harmonic distortion )为(2-57 )、(2-58 )、 返回，在9.1次谐波和无功功率分析的基础上，2 .功率因数正弦波电路中电路的有效功率为其平均功率：把功率视为电压、电流有效值的积，即S=UI无功功率，Q=U I sinj功率因数l定义为有效功率p与视在功率s之比：此时无效功率q与有效功率p、视在功率因数由电压和电流的相位差j决定： l=cos j、(2-59 )、(2-60 )、(2-61 )、(2-62 )、(2-63 )，在非正弦波电路的情况下，功率因数和无效功率分析的基础与有效功率、视在功率、功率因数的定义与正弦波电路相同，功率因

3、数为在公共网格中，通常电压波形的失真很小，但电流波形的失真可能很大。 因此，不考虑电压失真，研究电压波形为正弦波、电流波形为非正弦波的情况具有很大意义。 正弦波电压有效值为u，失真电流有效值为I，基波电流有效值和电压的相位差分别为I1和j 1。 此时的有效功率为P=U I1 cosj 1输出率：(2-66 )，(2-65 )， 9.1谐波和无功功率分析的基础，基波率n=I1/I，即基波电流有效值和总电流有效值的比位移率(基本波力率) cosj1非正弦电路的无功功率定义很多，但是，未被广泛接受的科学且权威的定义是，这样定义的无功功率q反映了能量的流动和交换(2-67 )， 9.1高次谐波和无效功

4、率分析的基础也可以模仿式(2-61 )来定义无效功率，但是为了与式(2-67 )区别，如果使用符号Qf，则在忽略电压的高次谐波的情况下，由于Q f=U I 1 sinj 1为非正弦的情况，所以导入失真功率d，并导出式(2-2)(2-71 )，(2-69 )，(2-70 )， 9.2带阻抗负载时可控制的整流电路交流侧高次谐波和功率因数的分析，1 .单相桥整流电路无视逆变器过程和电流脉动，带阻抗负载，直流电感l足够大(电流i2的波形参照图2-6 ) 变压器二次侧电流高次谐波的分析：电流中仅包含奇次高次谐波的各高次谐波的有效值与高次谐波次数成反比，与基波的有效值之比成为高次谐波次数的倒数，(2-72

5、 )，n=1，3，5，(2-73 )，返回， 9.2在阻抗负载时进行控制整流电路交流侧高次谐波和功率因数分析，功率因数计算基波电流有效值为i2的有效值I=Id，若组合(2-74 )式，则基波系数的电流基波和电压的相位差与控制角相等，因此，位移系数的功率因数为(2-77 )、(2-76 )、(2-76 )、(，9.2带阻抗负载的情况下可以控制的整流电路交流侧高次谐波和功率因数分析，2 .三相桥整流电路阻抗负载，忽略逆变器过程和电流脉动，直流电感l以=30为例，交流侧电压和电流波形如图2-20的ua和ia波形所示。 此时，电流是正负半周期各120个方波，有效值和直流电流的关系是变压器二次侧电流高次

6、谐波分析：(2-79 )，(2-78 )， 9.2带电阻负载的情况下，控制整流电路交流侧高次谐波和功率因数分析，电流基波和各高次谐波有效值分别在电流中仅包含6k1(k是正整数)次高次谐波，各高次谐波有效值与高次谐波次数成反比，与基波的有效值之比是高次谐波次数的倒数，因此(2-80 )、 9.2在带电阻负载的情况下，控制整流电路交流侧的高次谐波和功率因数的分析，功率因数的计算由(2-78 )式和(2-80 )式得到的基波率的电流基波和电压的相位差依然存在，因此，位移率的功率因数为(2-81 )、(2-82 )、(2-83 )、 9.3电容器滤波器的不可控制整流电路交流侧高次谐波和功率因数分析，1

7、 .单相桥不可控制整流电路的实用单相不可控制整流电路采用电容滤波器，典型的交流侧电流波形如图2-29所示。 电容器滤波器的单相不可控制整流电路交流侧高次谐波的组成有以下规则： (1)高次谐波的次数越奇(2)高次谐波的次数越高，高次谐波的振幅越小(3)高次谐波和基本波的关系与带电阻负载的单相全桥整流电路相比不一定，w RC越大，高次谐波越大，基本这是因为w RC越大，负载越轻，二极管的导通角越小，交流侧电流波形的底部越窄，波形失真也越大。 (4)越大高次谐波越小是因为串联电感l抑制了冲击电流，抑制了交流电流的失真。返回、9.3电容滤波不可控制的整流电路交流侧高次谐波和功率因数分析，(1)通常位移

8、率为滞后，随着负载变重(随着wRC变小)滞后的角度变大，随着滤波电感变大，滞后变大(2)高次谐波的大小受负载的大小(wRC )的影响，随着wRC变大，高次谐波变大，基波变小，基波系数变小，整体的功率因数降低。 另外，高次谐波受到滤波电感的影响，滤波电感越大，高次谐波越小，基波系数越大，总力系数越大。9.3电容滤波的不可控制整流电路交流侧高次谐波和功率因数分析，2 .三相桥不可控制整流电路实际应用的电容滤波三相不可控制整流电路中经常能看到滤波电感。 交流侧的高次谐波组成有以下规则： (1)高次谐波次数为6k1次，k=1，2，3； (2)高次谐波的次数越高，高次谐波的振幅越小(3)高次谐波和基波的

9、关系不一定，负载越轻(wRC越大)，高次谐波越大，基波越小滤波电感越大(大)，高次谐波越小，基波越大。 关于功率因数的结论如下： (1)位移率通常延迟，但与单相的情况相比，位移率接近1 (2)随着负载变重(w RC的减少)，总功率因数提高，同时，随着滤波电感变大，总功率因数也提高。、9.4整流输出电压和电流的高次谐波分析，整流电路的输出电压中以直流为主要成分，包含各种频率的高次谐波，这些高次谐波不利于负载的动作。 在图2-33 a=0的情况下，m脉波整流电路的整流电压波形，是反馈，9.4整流输出电压和电流的高次谐波分析，=0的情况下，m脉波整流电路的整流电压和整流电流的高次谐波分析，如果将纵轴

10、选择为整流电压的峰值，则在-p/mp/m区间，整流电压的式将该整流输出电压进行傅立叶级数分析然后，(2-85 )，(2-86 )，(2-87 )，(2-84 )，9.4整流输出电压和电流的高次谐波分析，为了记述整流电压ud0中包含的高次谐波的整体像，将电压脉动率定义为ud0中的高次谐波分量有效值UR和整流电压平均值ud0之比：(2) (2-90 )，9.4整流输出电压和电流的高次谐波分析，将上述式(2-89 )、(2-90 )和(2-86 )代入(2-88 )，则(2-91 )、表2-3表示不同脉波数m时的电压波动的数值，9.4整流输出电压和电流的高次谐波分析， 负载电流的傅立叶级数可以根据整

11、流电压的傅立叶级数求出：负载为r、l和反电动势e串联时，上式中： n次高次谐波电流的振幅dn，n次高次谐波电流的延迟角为：(2-92 )、(2-95 )、(2-94 )、(2-93 )、9.4整流输出电压和电流的高次谐波分析，=0的电流中的高次谐波有以下法则： (1)m脉冲波整流电压ud0的高次谐波次数为MK (k=1，2，3 ) .m的倍数次； 整流电流的高次谐波由整流电压的高次谐波来决定，在也是mk次的(2)m为一定的情况下，随着高次谐波的次数变大，高次谐波的振幅急速减少，表示最低次(m次)的高次谐波最主要，其他次的高次谐波相对较少的负载有电感的情况下， 负载电流的高次谐波振幅dn的减少更迅速地增加(3) m时，最低高次谐波次数增加，振幅急速减少，电压波动率急速下降。9.4整流输出电压和电流的高次谐波分析不为0时：波整流电压高次谐波的通式非常复杂，给出三相桥式整流电路的结果，高次谐波电压和角的关系以n为参数，n次高次谐波振幅值(采样或值) 成对的关系如图2-34所示，当从0变化到90时，ud的高次谐波振幅值变大=90的情况下，高次谐波振